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基于 FPGA 的宽带数字接收机变带宽数字下变频器设计
作者:王晓
导师:夏威 韩春林
(电子科技大学电子工程学院,成都,611731)
摘要:数字下变频器(Digital Down-Converter,DDC)是宽带数字接收机的重
要组成部分,本文基于 FPGA 芯片 Stratix II EP2S60F672C4 设计了一个适用于宽
带数字接收机的带宽可变的数字下变频器(VB-DDC)。 该 VB-DDC 结合了传统
数字下变频结构与多相滤波结构的优点,实现了对输入中频信号的高效高速处
理,同时可以在较大范围内对信号处理带宽进行灵活配置。硬件调试结果验证了
本设计的有效性。
关键词:带宽可变;DDC;多相滤波;FPGA
An FPGA Implementation of Variable-Bandwidth Digital
Down-Converter in Wideband Digital Receiver
Author: WANG Xiao
Tutor: XIA Wei, HAN Chunlin
(School of Electronic Engineering, University of Electronic Science and Technology of China , Chengdu , 611731)
Abstract: Digital Down-Converter is an important part of Wideband Digital
Receivers. The Variable-Bandwidth Digital Down-Converter (VB-DDC) ,which is
suitable for Wideband Digital Receiver, is implemented in FPGA chip Stratix II
EP2S60F672C4. The VB-DDC combines the advantages of traditional digital
down-conversion architectures and poly-phase filter architectures, realizes efficient
high-speed processing for input IF signal, and could configure the bandwidth of signal
processing flexibly in a large range. Hardware test result shows the effectiveness of
this design.
Key words: variable-bandwidth; DDC; poly-phase filter; FPGA
1 引言
数字下变频器(Digital Down-Converter,DDC)是宽带数字接收机的重要组
成部分,是连接高速 A/D 变换器与后级数字信号处理器(DSP)之间的桥梁,所
以其运算速度直接影响了 A/D 最高采样率的确定,同时也决定了接收机的最大
处理带宽。宽带数字接收机要求能对多种带宽的输入信号进行处理,因此对 DDC
提出了更高的要求:带宽可变。

变带宽数字下变频器(Variable-Bandwidth Digital Down-Converter, VB-DDC)
可以对多种带宽的输入信号进行处理,因此其在雷达、通信、电子侦察等有广泛
应用。商用数字下变频器如intersil公司单通道DDC:HSP50214B等,虽然可以实
现处理带宽可变,但是其最高输入数据采样率只有 65MHz
[1]
本文基于 Altera 公司的 Stratix II EP2S60F672C4所设计的 VB-DDC 结合了传
统数字下变频结构与多相滤波结构的优点,实现了对输入中频信号的高效高速处
理,同时可以在较大范围内对信号处理带宽进行灵活配置。当 A/D 输出中频信
号采样率为 100MSPS 时,本文设计的这种 VB-DDC 信号处理带宽可在
40MHz~8KHz 的范围内灵活配置,输出基带信号数据率可在 50MSPS~112KSPS
的范围内变化。
,而且由于其采用
多级级联积分梳状滤波器(Cascaded Integrator-Comb, CIC)的传统下变频结构,
因此处理带宽较窄,不超过 1MHz,不适合作为宽带数字接收机的数字下变频器。
基于多相滤波结构的宽带DDC可以处理宽带信号,但是处理带宽一般固定,而
且当需要处理信号的带宽很窄时,因为抽取因子变大,所需乘法器数目增多,但
是乘法器的工作频率降低,所以其资源利用率很低。
2 系统结构
本文所设计的VB-DDC用于如下图 1 所示的宽带数字接收机中频处理系统
中,该系统硬件主要由 1 片FPGA:Altera公司Stratix II 系列的EP2S60F672C4,
AD公司的宽带A/D转换器AD6645(14Bit,最高采样率达 105MSPS)
[2]
本系统的数据流程如图 1 所示,A/D 采样的中频模拟信号输出至 FPGA,
FPGA 中的 VB-DDC 将中频信号下变频至基带,再通过 McBSP 接口将基带信号
传给 DSP 进行解调、功率谱估计等数字信号处理,最后 DSP 再将结果通过以太
网送至上位机 PC 进行显示。同时,VB-DDC 可通过 McBSP 接口接受上位机 PC
传来的配置参数,实现 DDC 的动态配置。
,以及TI
公司的达芬奇系列数字信号处理器:TMS320DM6437。
A/D
AD6645
FPGA
EP2S60F672C4
DSP
DM6437
中频信号
McBSP接口
100M 以太网
时钟100MHz
图 1 宽带数字接收机中频部分
本文主要讨论该系统中的 FPGA 部分,其内部各模块框图如图 2 所示。由图
可见,本设计中的 VB-DDC 可根据处理信号带宽要求,灵活选择下变频器结构
为传统下变频结构的窄带 DDC 或者基于多相滤波结构的宽带 DDC,或者联合使
用两种结构。

AD
6645
NCO
时钟
重
配置
S
W
I
T
C
H
开关
窄带滤
波器组
2选1
BUS
MUX
2
选
1
B
U
S
M
U
X
S
W
I
T
C
H
多相滤波结
构的宽带滤
波器
M
c
B
S
P
接口
DDC
参数
动态
配置
中频
信号
输
出
至
D
S
P
配置
参数
I
Q
Q
I
I_N
Q_N
I_N
Q_N
I_N
Q_N
I
Q
I_W
Q_W
FPGA
EP2S60F672C4
图 2 FPGA 内部模块框图
3 数字下变频技术
1) 数字下变频中的频谱搬移
数字下变频的理论模型如图 3 所示,主要功能为以下三方面:第一,数字混
频器将 A/D 采样的数字中频信号和数控振荡器(NCO)产生的正交本振信号相
乘,将特定频率的中频信号下变频至基带;第二,低通滤波以滤除带外噪声,提
取有用信号;第三,改变采样速率,降低输出数据率,以利于后级 DSP 处理。
抽取因子变化范围越大(本设计抽取因子为 2~896),则可设计实现宽带或窄带
VB-DDC 的灵活性越高。
⊗
()xn
⊗
NCO
cos( )
C
n
ω
sin( )
C
n
ω
−
低通滤波
低通滤波
D抽取
D抽取
I
Q
(a)
(b)
(c) (d) (e)
图 3 数字下变频理论模型
数字下变频对输入实信号的频谱搬移过程如图 4 所示,其中图 4(c) 中
的阴影部分为图 2 中低通滤波后信号(d)的频谱。

0
ω
()
j
Xe
ω
0
ω
()
j
Xe
ω
(b)复本振信号频谱
(a)下变频前实信号频谱
0
ω
()
j
Xe
ω
(c)混频后的信号频谱
……
A
1
ω
−
1
ω
1
2
ω
1
2
ω
−
π
2
π
2
π
−
A
π
−
1
ω
−
… …
图 4 数字下变频完成的频谱搬移
2) 数字下变频器两种典型结构
a) 传统窄带数字下变频结构
图 5 传统窄带数字下变频结构
传统的窄带数字下变频结构如图 5 所示,这种结构也是目前绝大多数商用数
字下变频器采用的。A/D 采样得到的数字中频信号输入 DDC 后,先与 NCO 产
生的两路正交本振信号相乘,将数字中频信号混频到基带。由于 A/D 的采样速
率较高(本设计中中频信号采样率
s
f
=100MHz),而混频后得到的数据率和采样速
率是一致的(100MSPS),后级的 DSP 很难达到这个处理速率,因此先通过级联
积分梳状滤波器(CIC)和半带滤波器(HB)进行大的抽取,使数据率快速降下
来,再由 FIR 进行滤波。CIC 滤波器的系数都为 1,因此只有加减运算,没有乘
法运算,硬件实现时可达到很高的处理速率,很适合作抽取系统中的第一级抽取
和进行大的抽取因子的工作。但是 CIC 滤波器的过渡带和阻带衰减特性不是很

好,通常需要采用多级 CIC 级联的方法加大阻带的衰减。同时由于 CIC 滤波器
的通带很窄,使其不适合用作宽带数字下变频器。HB 滤波器的滤波器系数近一
半为零,可以节省近一半的乘法器,因此被作为第二级低通滤波和抽取。HB 的
抽取因子固定为 2,特别适合采样率降低一半的要求。通过 CIC 和 HB 滤波抽取
后,基带信号由最初的高数据率被降到较低的速率,适于后级 DSP 处理。FIR
滤波器的主要用途是对整个信道进行整形滤波。
b) 基于多相滤波的宽带数字下变频结构
多相滤波结构是一种高效的FIR实现方式,其基本原理如下
[3]
在 FIR 滤波器中,转移函数为:
。
( ) ( )
n
n
H z hnz
+∞
−
=−∞
=
∑
(1)
对(1)重新组合得:
1
0
( ) ( )( )
D
k Dn
kn
H z z h nD k z
− +∞
−−
= =−∞
= +
∑∑
(2)
令
( ) ( )( )
1
0
, 0,1,... 1
D
n
k
n
E z h nD k z k D
−
−
=
=+=−
∑
(3)
将(3)式代入(2)式可得:
( )
( )
1
0
D
kD
k
k
Hz zE z
−
−
=
=
∑
(4)
式(4)即为
()Hz
的多相滤波表达式。若将其和抽取器相结合,则可得抽取
器多相滤波的高效结构如图 6 所示。
由图可见,此种结构的滤波在抽取之后进行,可大大降低对硬件的速度要求。
在多相滤波结构中,滤波器阶数由原来的转移函数的 N 个减少到现在每个分支
上的
/ND
个,可以减少滤波运算的累积误差,提高运算精度。
多相滤波结构的数字下变频器在抽取倍数 D 很大时,所需低通滤波器阶数
会很高,需要很多乘法器单元,乃至无法实现。所以本文结合了多相滤波结构与
传统窄带数字下变频结构各自的优点,实现了在现有硬件条件下性能与资源的平
衡。
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