280W移相全桥软开关移相全桥软开关DC/DC变换器设计变换器设计
为抑制输出整流二极管反向恢复引起的电压振荡,采用原边带箝位二极管的电路拓扑设计DC/DC变换器。通过调
节移相角调节输出电压,利用开关管的结电容和外接电容以及原边串联电感作为谐振元件,使开关管能进行零电压
开通和关断,与传统的移相变换器相比,在变压器原边增加了2个二极管对输出整流二极管进行箝位,实验表明,该方
案在实现开关管零电压开通和关断的同时,能够抑制输出整流二极管两端的电压振荡,减小输出整流二极管的电压
应力。
移相控制的全桥PWM变换器是最常用的中大功率DC/DC变换电路拓扑形式之一。移相PWM控制方式利用开关管的结电容和
高频变压器的漏电感或原边串联电感作为谐振元件,使开关管能进行零电压开通和关断,从而有效地降低了电路的开关损耗和
开关噪声,减少了器件开关过程中产生的电磁干扰,为变换器提高开关频率、提高效率、减小尺寸及减轻质量提供了良好的条
件。然而,传统的移相全桥变换器的输出整流二极管存在反向恢复过程,会引起寄生振荡,二极管上存在很高的尖峰电压,需
增加阻容吸收回路进行抑制,文献提出了两种带箝位二极管的拓扑,可以很好地抑制寄生振荡。本文采取文献提出的拓扑结
构,设计了一台280 W移相全桥软开关DC/DC变换器,该变换器输入电压为194~310 V,输出电压为76V。
1 主电路拓扑及工作过程分析
本设计所采用的主电路拓扑如图1所示。其中VQ1~VQ4为4个开关管,VD1~VD4分别是4个开关管的寄生二极管,C1~C4
分别为4个开关管的结电容和外接电容,VQ5和VQ6是2个箝位二极管,Lr是谐振电感,VDR1和VDR5为输出整流二极
管,CDR1和CDR2为输出整流二极管的等效并联电容。VQ1和VQ3组成超前桥臂,VQ2和VQ4组成滞后桥臂,每个桥臂的2
个开关管互补180°导通,2个桥臂的导通角相差1个相位。即移相角,通过调节该相位就可以调节输出电压。这种拓扑通过增
加2个箝位二极管VQ5、VQ6来消除次级整流管反向恢复引起的电压振荡,减小了次级整流管的电压应力,并且箝位二极管
VQ5、VQ6,在一个周期里分别只导通一次,减小了二极管VQ5,VQ6的电流损耗,提高了变换器的效率。图2为变换器的工
作波形,其中,iLr为Lr上的电流,ip为变压器原边电流,UAB为A、B两点电压差,iD5为VD5的电流,iD6为VD6的电流。
本设计所采用的主电路拓扑
变换器的工作波形
图2中,在一个开关周期中,该变换器有16种开关状态,这里只分析前8种状态。在分析前,先作如下假设:除输出整流二极
管外,所有开关管、二极管、电感和电容均为理想器件:变压器的漏感很小,可以忽略不计;Lf>>Lr/K2(K是变压器原副边
匝比):输出整流二极管等效为一个理想二极管和一只电容的并联。
1)状态1[t0,t1]:在t0时刻以前,VQ1,VQ4和VDRl导通。在t0时刻,VQ1关断,谐振电感上的电流iLr对C1充电,对C2放
电,由于有C1和C2,VQ1为零电压关断,VD5和VD6不导通。
2)状态2t1,t2]:t1时刻,C3的电压降为O,VD3自然导通,此时可以零电压开VQ3。CDR2继续放电,iLr和变压器原边电流ip
继续下降。
3)状态3[t2,t3]:t2时刻,CDR2完全放电,VDR2导通,2个整流二极管都导通,副边短接,iLr和ip相等,处于自然续流状
态。
4)状态4[t3,t4]:t3时刻,关断VQ4,ip给C2放电,给C4充电,iLr和ip相等,一起线性下降,由于有C2和C4,VQ4是零电压
关断。
5)状态5[t4,t6]:t4时刻,VD2导通,VD2能够零电压开通。t5时刻,ip由正向过零,且向负方向增加,由于ip不足以提供负载
电流,VDR1和VDR2仍然导通,Vin全部加在Lr上,iLr和ip同时线性负增长。