无位置传感器FOC感应电机的转矩能力改善

可在www.sciencedirect.com上在线ScienceDirect电气系统与信息技术学报4（2017）173无位置传感器FOC感应电机在用于推进目的的磁场削弱中的转矩能力改善Nisha G.K.a，Z.J.，Lakaparamaramanzz. V.b，Ushakumari S.Ca印度特里凡得琅Mar Baselious工程和技术学院b印度特里凡得琅高级计算发展中心c印度喀拉拉邦特里凡得琅工程学院接收日期：2014年9月27日;接收日期：2016年8月3日;接受日期：2016年10月6日2016年11月8日在线发布摘要电力推进系统通常基于转矩控制的电力驱动，并且直流串励电动机传统地用于推进系统。感应电机具有可靠性高、成本低、维护量少等特点，满足了直流串励电动机的推进和恢复要求。感应电机的磁场定向控制（FOC）可以将其转矩控制与磁场控制解耦，使感应电机像他励直流电机一样工作在本文中，感应电动机的特性控制是通过适当的设计修改的感应电动机通过改变励磁电流产生最大转矩的磁场削弱（FW）区域。从而通过改变电机参数来提高感应电机在FW区采用基于滑模控制的模型参考自适应系统（MRAS）和基于电压和电流约束的FW算法，实现了感应电机的无速度传感器运行对基于设计方案的感应电机驱动模型进行了仿真，并对仿真结果进行了分析。© 2017 电 子 研 究 所 （ ERI ） 。 Elsevier B. V. 制 作 和 托 管 这 是 CC BY-NC-ND 许 可 证 下 的 开 放 获 取 文 章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。关键词：弱磁;感应电机;模型参考自适应系统;滑模观测器1. 介绍用于电动车辆、机车车辆和工业地板材料移动等应用的推进系统在低速时需要高扭矩用于起动和爬升，在高速时需要几乎恒定的功率直流串励电动机通过结构和施加可变直流电压来实现其推进特性与直流电动机相比，感应电动机坚固，可靠，重量轻，成本低，维护要求少这些特征*通讯作者。电子邮件地址：nishacharu@gmail.com（N. G.K.）。电子研究所（ERI）负责同行评审http://dx.doi.org/10.1016/j.jesit.2016.10.0022314-7172/© 2017电子研究所（ERI）。Elsevier B. V.制作和托管这是CC BY-NC-ND许可证下的开放获取文章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。174N. G.K. 等人/电气系统与信息技术学报4（2017）173使感应电动机成为理想的推进候选者，即使在需要快速动态响应的应用中。电力电子学的最新进展、微处理器革命和几种新的控制技术（例如矢量和直接转矩控制）使得在诸如推进的应用中用感应电动机代替DC电机成为可能（Emadi等人， 2008年）。通过分别控制电枢电流和励磁电流，实现了直流电动机转矩和转速的独立控制Kubota和Nakano（1993）提出了一种带有转子电阻变化自适应补偿器的速度自适应磁链观测器。 基于模型参考自适应控制理论，给出了Gadoue等人提出的极点配置速度估计器。（2010）开发。在Jotten和Maeder（1983）中提出了通过电流模型和电压模型的输出差进行速度估计。Dixon和Rivarola（1996年）开发了一种基于在定子电流中引入恒定频率载波信号的速度和位置估计器。Kim和Sul（1996）提出了一种用于极低速运行的新的估计策略，使用卡尔曼滤波器来估计瞬时速度和负载扰动转矩。在无传感器驱动中，速度可以通过一些复杂的观测器精确估计。Orlowska-Kowalska和Dybkowski（2010）设计了一种用于矢量控制IM驱动器的新型模型参考自适应系统型转子速度估计器。有几种观测器可用：全阶观测器（Yamamoto等人， 2004），基于扩展卡尔曼滤波器的方法（Bolognani等人， 1999年）。 状态估计也可以使用滑模观测器（Utkin，1993）的IM。在推进目的中，感应电动机必须以高于额定速度的速度运行，这是通过磁场（磁通）减弱来实现的。 在过去的二十年中，提出了一些研究论文，以实现最大扭矩能力的机器在FW区域，并提出了各种方法（Kim和Sul，1995年）。在高速下的恒定功率操作是通过磁场减弱来实现的恒功率工作区在牵引、电动车辆和机床主轴驱动中非常有用AbuRub等人已经研究了使用FOC在弱磁区域中的转矩控制。（2012年）。FW方法可分为：（1）定子磁链与转子转速（1/ωr）成反比变化(ii)在电机方程或电机模型上的前馈参考磁通生成，以及（iii）定子电压或电压检测模型的闭环控制。第一种方法如Shin等人（2002）所提出的，这是FW控制中最常用的一种方法，磁通量与电机速度成反比。该方法不能产生最大的输出转矩的可用电流，也不能充分利用直流母线电压。 第二种方法，如Bunte et al.（1996）的方法依赖于电机模型的非线性方程和电压、电流的约束条件，使其具有参数依赖性。因此，该方法可以提供准确的结果，只有当磁饱和被认为是与已知的机器参数足够的精度。第三种方法如Lin和Lai（2011）所述，当通过机器电压的闭环控制调节励磁水平时，利用最大可用逆变器电压在FW区域中产生最大扭矩。在大多数方法中，当通过机器电压的闭环控制来调节励磁水平时，利用最大可用逆变器电压来产生FW区域中的最大转矩磁场削弱必须在不违反电流限制或电压限制的情况下进行，以使加速扭矩遵循最大扭矩轨迹。大多数常用的励磁控制方法没有充分利用安装的逆变器功率，这导致扭矩和功率降低到65%。需要替代方法来产生感应电动机在FW区域可能产生的最大转矩。提出了一种基于FW区无速度传感器矢量控制的SVM逆变器供电感应电机控制策略提出了一种通过改进异步电动机的设计来提高其在FW区的转矩能力的新思想。通过使用MATLAB/Simulink生成仿真结果，对各种设计方案的转矩-速度特性进行评估和比较本文的主要内容如下：第一部分，综述了异步电动机的数学模型和矢量控制。在接下来的章节中，实现SVM逆变器与FOC在无传感器操作和感应电机的FW控制。然后，提出了感应电动机的设计修改和设计方案从而通过改变电机参数来提高感应电机在FW区的转矩能力最后，仿真结果评估的各种设计方案和讨论的性能。N. G.K. 等人/电气系统与信息技术学报4（2017）173175DTFig. 1.磁场定向控制感应电动机驱动系统。图二. d-q参考系中的场取向2. 感应电机空间矢量法可以用作分析电机的数学工具，并且完整的方程组可以在静止坐标α- β系统中表示为（Lakaparamerican等人，1996年）：d→nV`sα（t）=Rs`isα+sα（一）V`sβ（t）=Rs`isβdsβ+ DT（二）0=Rr`irα0=Rr`irβdα+DT+dβ+dt−~ωr β~ωr α（三）（四）电机转矩Td可由定子磁链和定子电流表示为：Td=3 2L.sαisβ−Rs-定子电阻，Rr-转子电阻，Td-电磁转矩，ω-角速度，p-极数，τr-转子时间常数，imr-转子励磁电流，ωslip-转差率，ωe-转子磁通速度，σr-转子漏磁系数。感应电机磁场定向控制可以使其转矩控制与磁场控制解耦，从而获得与他励直流电机相当的动态性能。通过这种方法可以获得电机磁链和转矩的独立控制，并且通过将坐标系与转子磁链矢量连接而成为可能（Leonhard，1996）。 图图1和图2示出了磁场定向控制的感应电动机驱动系统和d-q参考系的框图。通常，FOC用于改善用于推进的感应电动机驱动器的动态性能FOC意味着从静止参考定子坐标系到旋转参考转子坐标系的坐标转换（Nisha等人，2012年a）。通过应用转子磁通定向控制，转子磁链仅存在于d轴上，因此转子磁链可以通过控制d轴定子电流来调节，并且因此旋转参考系中的磁场定向概念可以写为：σrd=σr=Lm（1+σr）ird+Lm isd=Lm imr（6）R176N. G.K. 等人/电气系统与信息技术学报4（2017）173R⎡⎣⎤⎦Σ=⎦β-羟色胺Σ⎤Σ.⎢⎥sβrβ图三. MRAS-SM速度估计器框图。在感应电动机中，机械速度被定义为转子磁通速度和转差角频率之间的差ωr=ωe−ωslip（7）ddtrq +（ωe-ωr）ωrd +Rr irq =0（8）电机转矩可以通过调节q轴定子电流来控制，并且可以用负载转矩表示为：dωr2P LmJ dt =3 2（1 +σ）i mr i sq− T L（9）3. 基于MRAS-滑模控制的感应电机无速度传感器运行感应电机的无速度传感器控制无论在电气传动领域还是在动态控制领域都引起了广泛的关注最受欢迎的一类观测器是MRAS。该方案使用两种不同的模型计算称为功能候选的期望状态在基于转子磁链的MRAS中，转子磁链被用作模型的输出值以估计转子速度。它们在静止参考系中获得，分别称为电压模型和电流模型（Nisha等人，2013年a）。基于Popov的超稳定性判据，设计了MRAS估计器的自适应方案，这涉及到一类反馈系统的稳定性性质。这将产生稳定且快速的响应系统，其中可以通过适当的动态特性来确保估计值向实际值的收敛用于全局渐近稳定系统的超稳定性的Popov准则用于推导速度估计关系（Nisha等人，2013年b）。图3示出了MRAS速度估计器的框图。固定坐标系中转子磁通分量的参考值由所监测的定子电压和电流分量产生，如下所示：.α.β-环糊精LrVsαLmVsβRs+σLs p0-0Rs+σLs pisαisβ（十）自适应模型包含估计的转子速度，其表示转子方程并且通常被称为当前模型。转子磁通分量的自适应值如下：拉吉吉Σ⎡−1−ωr⎤ΣψˆΣrαLm.=τrsατri+rα1⎦ψˆ（十一）然后，计算的和估计的状态变量之间的误差eω用于驱动自适应机制，生成估计速度。 图图4示出了作为非线性反馈系统的MRAS表示。调谐信号，eω驱动转子速度，并且可以表示为：⎡τrωr−ΣΣΣΣ⎣N. G.K. 等人/电气系统与信息技术学报4（2017）173177eω=rβrα−rαrβ（12）178N. G.K. 等人/电气系统与信息技术学报4（2017）173=零.=见图4。MRAS表示为非线性反馈系统。滑模变结构控制是一种有效的非线性鲁棒控制方法，因为它提供了一个不变的性质，一旦系统的动态不确定性的滑模控制系统的动态。滑模控制是变结构系统中的一种控制策略，它通过设计控制律使系统的轨迹处于滑模面上。滑动模式控制应该被选择为使得候选李雅普诺夫函数V（其是S及其导数的标量函数）满足李雅普诺夫稳定性准则，如下：Vstec（S）=S（x）Sstec （x）（13）控制规则写为：u（t）=ueq（t）+usw（t）（14）其中，u（t）是控制向量，ueq（t）是等效控制向量，usw（t）是切换向量，必须计算u sw（t）以满足所选控制的稳定性条件。usw（t）=ηsign（S（x，t））（15）符号（S）=⎧⎪⎨−1中国+1forforforS0S=0S >0切换控制取决于切换面的符号，η是命中控制增益，（13）负定，其主要目的是使滑动条件可行，η值应足够大，以克服外界扰动的影响。在以下情况下可实现这一点ωωr=ueq+usw（16）通过引入一个宽度为φ的边界层，避免了输入的剧烈变化。将符号替换为sat（S/φ），则（15）变为：usw=ηsat（S/φ）（17）sat（S/φ） 符号（S/φ）（S/φ）如果|（S/φ）|≥ 1如果|（S/φ）|<1（十八）减少估计速度中的抖动的自然解决方案是通过低通滤波器（LPF）：N. G.K. 等人/电气系统与信息技术学报4（2017）173179=USWR1μs+1USW（十九）180N. G.K. 等人/电气系统与信息技术学报4（2017）173BLs[σ2（I2−i2）+i二、4. 感应电动机交流电动机磁场定向控制原理的优点是将三相a-b - c物理系统的变量变换到固定坐标系α- β或旋转坐标系d-q上在单独励磁的DC电动机中，通过改变通过励磁绕组的DC电流来控制励磁通量（Nisha等人，2013年d）。为了将速度提高到额定速度以上，必须在电压保持恒定在额定值的同时降低或减弱磁通量（Seung-KiSul，2011）。 感应电动机的运行可以分为三个速度范围，（i）恒定电磁转矩区域或基本速度区域，（ii）恒定功率速度区域（FW-I）和（iii）恒定转差频率区域（FW-II）。在FW中，由于磁链和电流的缓慢变化，定子电压方程中的磁链变化项、电流变化项和定子电阻引起的电压降在FW区域可以忽略。为了实现受控驱动器的更好的过载能力并改善其动态性能，最大定子电流通常被设置为比额定电机电流更高的值。电流矢量被限制为保持在直径为Ism的圆内。电机的最大电流也受到限制，电流限制边界是一个圆，其半径仅取决于电流额定值Ism。逆变器的电流约束可以表示如下，Isd2+Isq2≤Ism2（20）最大相电压由PWM策略和可用直流母线电压决定。空间矢量调制是一种复杂的PWM方法，其提供了诸如更高的DC总线电压利用率和更低的总谐波失真的优点（Holmes和Lipo，2003; Nisha等人，2012年e、c、d、b）。 如果电压的大小如果参考矢量低于VDC/V DC3，则空间矢量调制器产生正弦输出电压，极限椭圆方程如下：Vsd2+Vsq2≤Vsm2（21）磁场减弱开始时的基本速度由电压和电流约束决定为：ω= V sm。1（二十二）在恒转矩区，逆变器的输出电流等于防止感应电机磁饱和的限值，输出电压低于限值，转子转速小于额定转速。在恒功率转速范围内，当逆变器的输出电压和输出电流等于极限值时，转速超过基本转速后增加，椭圆的大小减小，此区域结束，在此区域以上椭圆与圆不再有交点在恒定转差频率区域（减小功率速度范围）中，施加到电动机的电压等于极限值，并且电动机电流由于高反电动势而低于极限值，这防止逆变器将最大电流注入电动机。5. 感应电动机现有的限制，在磁场减弱的操作是最大输出电压和逆变器的允许最大电流为了产生机器可能产生的最大转矩，必须适当地调整弱磁的励磁水平最常用的励磁控制方法不能充分利用逆变器的功率，这可能导致转矩和功率降低65%。本文提出的创新方法是通过改变功率因数的额定值来对感应电动机进行适当的设计修改设计三相鼠笼式感应电动机的主要规格是：额定输出功率（单位：HP或kW）、频率（单位：Hz）、电压（单位：V）、转速（单位：rpm）、效率、功率因数和满载电流（单位：安培）。定子和转子尺寸由独立变量确定，独立变量为：定子槽高度、定子齿宽度、转子槽高度、转子齿宽度、气隙长度、气隙磁通密度、堆叠长度、定子外径、定子线尺寸和电工钢类型。除了上述自变量外，设计还涉及一些主要与电机性能有关的非线性约束。SMSDSDN. G.K. 等人/电气系统与信息技术学报4（2017）173181表1案例1（10 kW）设计选项的机器参数参数设计选项单元一BCD满载输出P10.010.010.010.0kW线电压V220220220220V满载电流IL32.436.441.648.6一同步Ns1500150015001500rpm额定转矩Td65656565N-m频率F50505050Hz回路数极4444功率因数PF0.90.80.70.6效率η89.488.587.686.1%定子内孔D185190200210mm芯长度L145150155165mm气隙长度Lg0.530.540.550.57mm导线直径1.801.902.062.12mm匝数Ts1121069686号转子直径Dr184189199209mm转子导条Abr57545445mm2磁化电流我先生24.328.933.741.5一表2案例2（30 kW）设计选项的机器参数参数设计选项单元一BCD满载输出P30.030.030.030.0kW线电压V220220220220V满载电流IL97.1109.3124.9145.7一同步速度Ns1500150015001500rpm额定转矩Td195195195195N-m频率F50505050Hz回路数极4444功率因数PF0.90.80.70.6效率η91.991.390.489.4%定子内孔D260270280295mm芯长度L205210220230mm气隙长度Lg0.660.680.700.72mm导线直径2.672.843.033.27mm匝数Ts56524844号转子直径Dr259269279294mm转子导条Abr85797367mm2磁化电流我先生56.863.264.566.9一基于标准设计程序，编制了三相鼠笼式异步电机的设计电子表格设计模型是针对两种情况，即情况1和情况2，分别为10千瓦和30千瓦对各种方案进行设计修改，以修改扭矩速度特性，以满足推进应用。通过降低功率因数产生设计选项，并且对于等于0.9、0.8、0.7和0.6的功率因数，这些选项分别被命名为设计-A、设计-B、设计-C和设计-D表1和表2分别列出了从上述设计方案的设计表中获得的设计值182N. G.K. 等人/电气系统与信息技术学报4（2017）173图五.在FW区域使用MRAS-SM速度估计器的无传感器FOC感应电机的框图。6000500040003000200010000设计- A设计 - B 设计 - C 设计-D0 1 2 3 4 5 6 78时间（秒）(a) 案例-1（10 kW）800070006000500040003000200010000设计-A设计-B设计- C设计-D0 1 2 3 4 5 6 7 8时间（秒）(b) 案例-2（30 kW）见图6。 转子速度与时间6. 模拟结果和讨论Nisha等人（2013 c）开发了带传感器的FOC感应电机的Simulink/MATLAB模型，该传感器使用SVM逆变器。上述模型在Nisha等人（2014a，b）中从基速区域扩展到FW区域。图5示出了在FW区域中使用MRAS-SM速度估计器的无传感器FOC感应电机的仿真模型为了比较设计方案A、设计方案B、设计方案C和设计方案D的性能，使用上述模型对这些设计方案进行模拟 在仿真中，电机在空载条件下从静止状态启动，速度响应如图所示。 六、 从结果可以清楚地看出，转子速度从设计A增加到设计D，这意味着转子速度随着功率因数的降低而增加。如表3所示，在两种情况下，启动机器后8 s时的最大可达速度从设计A增加到设计D。图7示出了电磁转矩（p.u.）相对于转子速度（p.u.）各种设计选项。如图7和表4所示，当功率因数降低时，FW区域的扭矩能力得到改善。功率变化（p.u.）相对于转子速度（p.u.） 示于图 8设计方案在FW范围的恒定功率区域中，功率从设计A增加到设计D，这意味着功率随着转子转速（rpm）转子转速（rpm）N. G.K. 等人/电气系统与信息技术学报4（2017）173183表38秒时的快速响应。设计选项ωr（rpm）情况1情况2设计-A42706973设计-B44307225设计-C45257335设计-D488576871.21.00.80.60.40.21.21.00.80.60.40.2设计-A设计- B设计 - C 设计-D转子转速（p.u.）0.00.00.51.01.52.02.53.0版本转子转速（p.u.）(a)案例-1（10 kW）0.03.54.00.01.0 2.0 3.0 4.0(b)案例-2（30 kW）5.0 6.0见图7。扭矩与转子速度。表4扭矩能力（p.u.）。设计选项ωr= 2.0 p.u.ωr= 3.0 p.u.情况1情况2情况1情况2设计-A0.3090.2920.2010.196设计-B0.3310.3530.2170.229设计-C0.3500.4050.2340.271设计-D0.3950.4640.2680.307表5最大功率（p.u.）。设计选项ωr= 2.0 p.u.ωr= 3.0 p.u.情况1情况2情况1情况2设计-A0.6180.5800.6030.588设计-B0.6620.7060.6510.687设计-C0.7000.8100.7020.813设计-D0.7900.9280.8040.921功率因数的降低表5显示，对于3.0 p.u的转子速度，设计D与设计A相比，在情况1和2中功率分别增加约转子励磁电流（p.u.）相对于转子速度（p.u.） 示于图9.第九条。在整个速度范围内，各种设计方案的磁化电流曲线是不同的。通过观察仿真结果，它确保了转矩能力和功率在FW区的改善是可能的，通过降低功率因数。当功率因数降低时，磁通增加，转矩提高设计-A设计-B设计-C设计-D扭矩（p.u.）扭矩（p.u.）184N. G.K. 等人/电气系统与信息技术学报4（2017）173设计- A设计 - B 设计 - C 设计-D1.201.000.800.600.400.200.00设计-A设计- B设计 - C 设计- D理想曲线电话：021 - 88888888传真：021 - 88888888转子转速（p.u.）(a) 案例-1（10 kW）1.201.000.800.600.400.200.00设计-A设计- B设计 - C 设计- D理想曲线电话：021 - 88888888传真：021 - 88888888转子转速（p.u.）(b) 案例-2（30 kW）见图8。 功率与转子速度。1.00.80.60.41.00.80.60.40.20.20.00.0 1.0 2.03.0转子转速（p.u.）(a) 案例-1（10 kW）4.00.0电话：021 - 88888888传真：021 - 88888888转子转速（p.u.）(b) 案例-2（30 kW）见图9。 磁化电流与转子速度。速度范围广。从上述模拟结果还观察到，当额定功率从10 kW增加到30 kW时，可以实现更好的结果7. 结论在本文中的原始贡献是一种创新的方法来提高转矩能力的感应电机在FW区域通过改变机器参数，而不是传统的方法，最大化的直流母线电压。采用MATLAB/Simulink仿真模型对无传感器矢量控制感应电机进行了仿真，比较了各种感应电机的转矩-转速特性。通过降低感应电机的功率因数，提高了FOC感应电机在FW区的最大可达转速和转矩能力。当功率因数降低时，可达到的最大转子速度增加。当功率因数降低33%时，FW区的转矩性能提高了33%-56%。当功率因数降低33%时，FW区的恒功率增加了57%。在这里，磁场减弱I II用于获得宽范围的速度。随着功率因数的降低，磁链增加，转矩改善，获得了广泛的速度范围。在常规情况下，通常可以获得两倍的基本速度，但在推进中，可以获得高达四倍速度的宽速度范围今后磁化电流（p.u.）设计-A设计-B设计- C设计-D功率（p.u.）功率（p.u.）磁化电流（p.u.）N. G.K. 等人/电气系统与信息技术学报4（2017）173185的工作，鲁棒性的研究结果可以进一步调查的硬件实现，并通过生成实验结果，以确保所提出的方法的有效性。确认第一作者感谢印度喀拉拉邦政府IT部门的SPEED-IT研究奖学金的支持引用Abu Rub，H.，Iqbal，Atif，Guzinski，Jaroslaw，2012.交流传动的高性能控制。《明史》（卷100），页100。375-388.Bolognani，S.，双簧管河，Zigliotto，M.，1999年无传感器全数字永磁同步电机驱动器与EKF估计器的速度和转子位置。 IEEE Trans. 印第安纳Electron.46（February），pp.184 -191.Bunte，A.，格罗斯特，H.，Krafka，P.，一九九六年。参数不确定时感应电动机在宽范围内的弱磁。在：IEEE电力电子专家会议论文集，PESC，6月，pp。944-950迪克森，J.W.，Rivarola，J.N.，1996. 基于固定载波频率信号的感应电动机速度估计器和同步电动机位置估计器。IEEETrans.Ind.Electron.43（August），505-509.Emadi，A.，Lee，Y.J.，Rajashekara，K.，2008年 电力电子和电机驱动器用于电动、混合动力电动和插电式混合动力电动车辆。IEEETrans. Ind.Electron.55（6），2237-2245.Gadoue，S.M.，Giaouris，D.，芬奇，J.W.，2010. 采用新的滑模和模糊逻辑自适应机制的感应电机MRAS无传感器矢量控制。IEEETrans.能源转换器。25（June（2）），394-402.D.G.福尔摩斯，Lipo，T.A.，2003年。功率变换器的脉宽调制：原理与实践。北京：清华大学出版社.约滕河，Maeder，G.，1983. 以电流和电压为测量量的感应电动机驱动系统的控制方法，是一种动态性能良好的控制方法。IEEETrans.Ind.Appl.19（May/June（3）），356-363.金，S. 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