升压型直流-直流变换器的控制分析与实验验证

可在www.sciencedirect.com上在线ScienceDirect电气系统与信息技术杂志2（2015）378一种实用DC-DC升压变换器的控制分析与实验验证Byamakesh Nayak， Saswati Swapna Dash印度布巴内斯瓦尔KIIT大学电气工程学院接收日期：2014年12月13日;接收日期：2015年6月8日;接受日期：2015年8月26日2015年12月2日在线发布摘要本文对升压型直流-直流变换器的电压模式控制和电流模式控制进行了详细的开环和闭环分析。这里，升压DC-DC转换器是考虑到所有可能的寄生元件（如ESR和导通状态电压降）的实用转换器。对开环控制、闭环电流模式控制和电压模式控制进行了验证。所有控制技术的比较研究。采用根轨迹法和伯德图等经典方法设计了闭环电流模式控制的PI补偿器仿真结果与开环和闭环控制的电压模式控制的实验结果进行了验证。© 2015作者。Elsevier B.V.代表电子研究所（ERI）制作和主持。这是一个在CC BY-NC-ND许可证下的开放获取文章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。关键词：实用升压1. 介绍在现代电子电路应用中，直流-直流转换起着至关重要的作用。从家用电器到工业控制，现在使用不同类型的直接和间接dc-dc转换器。其中，升压转换器基本上用于对负载端的输入电压进行升压由于使用这种转换器，系统变得更加非线性和不稳定。因此，研究了使用状态能量平面的升压转换器的非最小相位瞬态响应和边界控制引起的不稳定性的消除（Kapat等人，2009年; Zhou和Rincon-Mora，2006年）。 对不同功率级和非线性电路进行了建模和分析（Middlebrook和Cuk，1976; Smedley和Cuk，1994）。ESR的影响进行了深入的研究，并基于瞬态建模，直流母线电压的直接测量的电容器电压和电感器电流的控制。根据确定性操作的轨迹路径和边界条件，比较了DC-DC变换器的性能同样，对于间接DC-DC转换器，观察到不同的控制技术，如电压和电流编程模式*通讯作者。联系电话：+91 9437782149。电子邮件地址：reachtoswapna@gmail.com，electricbkn11@gmail.com（S.S.Dash）。电子研究所（ERI）负责同行评审。http://dx.doi.org/10.1016/j.jesit.2015.08.0012314-7172/© 2015作者。制作和主办：Elsevier B.V.电子研究所（ERI）这是一个在CC BY-NC-ND许可证下的开放获取文章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。S.S. 达什湾Nayak/电气系统和信息技术杂志2（2015）378379DTDT⎣⎦⎦−⎣LiLL+RLD俄.西RD VDV在SVCVSR负载Fig. 1.带寄生元件的升压变换器电路图。Z源转换器（Nayak和Dash，2014;Pitel和Krein，2006;Song和Chung，2008;Sen和Elbuluk，2010）。平均和小信号模型有助于分析电路的线性化，并且使用经典技术开发了用于不同负载的更好的反馈控制技术（Gajanayake等人，2005; Franklin等人，1994;Dash等人，2014; Nayak和Dash，2012）。 本文介绍了各种控制技术用于开环和闭环控制的实际升压转换器考虑所有可能的寄生元件和状态电压降。通过实验验证，将解决与该系统相关的一些重要问题。2. 实用Boost变换器的平均状态空间分析及小信号模型图图1显示了具有ESR和导通电压降等寄生元件的升压DC-DC转换器的基本电路图。将KVL、KCL应用于上述具有寄生元件的Boost转换器的电路图中，表示为开关导通时的电感电流和电容电压（Krein，1998），Vin−LdiL−iL（RL+RS）−VS=0（1）iC+iLOAD=0（2）dvcvcC+=0（3）dt RLOAD其中L， iL， V输入， RL，RS，VS，VD，iC，i加载，R负载，vc，C为电感，单位为亨利，电感电流以安培为单位输入电压、以欧姆为单位的电感器电阻、以欧姆为单位的开关电阻、以伏特为单位的开关中的导通状态电压降、以伏特为单位的二极管中的导通状态电压降、以安培为单位的电容器电流、以安培为单位的负载电流、以欧姆为单位的负载电阻、以伏特为单位的电容器电压以及以法拉为单位的电容。当开关断开时，Vin−LdiL−iL（RL+RD）−VD−vc（4）iL=iC+iLOAD（5）dvcvciL=C+（六）、dt RLOAD从（1）、（3）、（4）、（6）可以导出开关的接通和关断周期的状态空间形式如下：卢迪勒DT（RL+RS）0vcvin−vS=+宾馆（7）dvcDT01R负载C0⎢380S.S. 达什湾Nayak/电气系统和信息技术杂志2（2015）378⎣⎥⎦⎣⎣⎦⎦−−⎣⎦⎦−⎣C⎣⎣d^vc−vcILLLLL⎢哪里−（RL+RS）0vin−vSA1=0同样地，L1和B1U1=L0 −RLOADC卢迪勒DT（RL+RD）-1张照片vcvin−vD=+宾馆（8）哪里（RL+RD）L-1美元vin−vDA2=1000CL1−RLOADC⎥⎦and⎣L假设连续传导模式，通过将d替换为q1并将1d（d）替换为q2来获得平均模型。状态空间平均模型表示如下：Y=CX，其中Xstec=AX+BUA=dA1+（1 −d）A2⎫⎪⎬（九）设RS= RD且VS=VDBU=dB1U1+（1−d）B2U2分贝卢迪勒DT（RL+RS）−（1−d）鲁鲁vc（vin−vS）=+宾馆（10）上述状态空间平均模型的小信号模型再次表示如下：⎡d^iL⎤⎡DT0−（1−D）零L0伊里=DTiLL+d^（十一）3. 稳态分析稳态方程可以从平均状态空间模型（10）导出，并表示如下：（vin−vS）（RLOAD（1−D））（RL+RS）（RLOAD（1−D）2）其中Vo是相应转换器的输出电压。vcIL=RLOAD（1 −D）（十二）（十三）当寄生元件值（RL+RS）为零时，系统被认为是理想的。对于这样的理想当Vs= 0.7V时，系统的稳态曲线趋于无穷大 对于寄生元件的非零值，被视为实际转换器，该图显示了如图2所示的各种行为。这是理想和实际Boost变换器的输出电压（vc）与占空比（D）的稳态图。从上述分析可以得出结论，输入电流不依赖于寄生元件，但输出电压依赖于寄生元件。dvcDTV=V=c o1C01R负载CdvcDT（1−d）1R负载C0⎦（1−D）^vc⎦0⎢0⎦⎢⎢⎥S.S. 达什湾Nayak/电气系统和信息技术杂志2（2015）378381RL+Rs=0，理想RL+Rs=0.2RL+Rs=1400稳态图350300250200150100500.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1占空比（D）图二.理想和实际Boost转换器的输出电压（vc）与占空比（D图三.针对（a）不同占空比值和（b）寄生元件变化的极点布置图。4. 开环分析上述稳态曲线图表明，输出电压取决于寄生元件。图3（a）中示出了保持寄生元件固定在0.2的不同占空比（D）值的极点这里，当占空比的值从零增加到0.8时，实部不受占空比变化的影响。但磁极虚部随占空比的增大而减小在D= 0 图 3（b）输出电压（Vc）382S.S. 达什湾Nayak/电气系统和信息技术杂志2（2015）378见图4。对于不同占空比值的（a）电感器电流和（b）电容器电压/输出电压的阶跃响应，以及对于不同寄生元件值的（c）电感器电流和（d）电容器电压的阶跃响应。显示了寄生元件变化的极点配置图。在占空比为0.24的情况下，对不同的（RL+RS）当寄生元件值从0增加到0.7时，极点向虚轴移动，因此系统向不稳定区域移动电感器电流和电容器电压对于不同占空比（D）值的阶跃响应如图所示。 4（a和b）。在这些图中，当极点的虚部在极点的恒定实部处更多并且占空比更小时，则与D= 0.5相比，当D= 0.24时，振荡更多，过冲和建立时间更少电感器电流和电容器电压对于不同占空比（D）值的阶跃响应如图所示。 4（a和b）。在这两种响应中，与D= 0.5相比，当D= 0.24时，振荡更多，过冲和建立时间更少当极点虚部较大，占空比较小时，在极点实部不变的情况下，振荡较大，过冲较小，稳定时间较小随着占空比从0.24 ~ 1时，极点虚部减小。因此，在D= 0.5时，振荡减小，过冲和建立时间类似地，电感电流和电容电压对于不同寄生元件值的阶跃响应如图所示。 4（c和d）。有两个寄生元件的值被认为是0.2和0.4。S.S. 达什湾Nayak/电气系统和信息技术杂志2（2015）378383图五.不同占空比（D）值的（a）电感电流和（b）电容电压的波特图。寄生元件的不同值的（c）电感器电流和（d）电容器电压的波特图表1不同占空比下电感电流和电容电压的伯德图细节占空比（D）参数增益裕度（GM）相位裕度（PM）增益交叉频率（Wg）相位交叉频率（Wp）0.24GS1INF3.7998INF822.3416GS2INF90.7163楠4 kHz0.5GS1INF4.6477INF661.4690GS2INF90.7162楠4 kHz取（RL+RS）= 0.24的响应，与（RL+RS）= 0.5的响应相比，过冲、振荡和建立时间更多图5（a和b）电感器电流和电容器电压的伯德图也给出了关于占空比变化和图5中寄生元件的不同值的系统的相位裕度和增益裕度的信息。 5（c和d）对于开环系统。表1示出了两个电容器的电感器电流和电容器电压的伯德图细节。384S.S. 达什湾Nayak/电气系统和信息技术杂志2（2015）378表2不同寄生元件的电感电流和电容电压的伯德图细节寄生元件（RL+RS）参数名称：gs1 =电感电流; gs 2=电容电压增益裕度（GM）相位裕度（PM）增益交叉频率（Wg）相位交叉频率（Wp）0.2GS1INF3.7998INF822.3416GS2INF90.7163楠4 kHz0.4GS1INF7. 4386INF819.9436GS2INF91.4326楠4 kHz10.50-0.50.9995 0.9996 0.9997 0.9998 0.9999 120.420.2200.5 0.55 0.6 0.65 0.7 0.75 0.8 0.85 0.9 0.950.40.30.20.9995 0.9996 0.9997 0.9998 0.9999 110-10.9995 0.9996 0.9997 0.9998 0.9999 1见图6。开环升压转换器参数：二极管电流，电容电压，电感电流，开关电流。占空比范围，即0.24和0.5。波特图参数如表2所示，其中gs1为电感电流，gs2为电容电压。稳态开环系统的二极管电流、电容电压、电感电流和开关电流的输出波形如图6所示。对于占空比0.24，电容器电压恒定在20.2V附近，占空比0.24几乎等于21V的计算值。5. 闭环分析5.1. 升压型DC-DC变换器的电压模式控制图7中示出了上述系统的电压模式控制，其中两个电压信号Vref和Vactual被馈送到比较器。误差频率与实际频率一起被馈送到R-S触发器，该触发器最终产生用于开关的脉冲。闭环电压模式控制升压变换器参数的放大图输出波形：栅极脉冲、电容电压、电感电流、开关电流、二极管电流如图8所示。涟漪更深二极管电流电容器电压电感器电流开关电流S.S. 达什湾Nayak/电气系统和信息技术杂志2（2015）378385Q选通脉冲见图7。升压变换器的电压模式控制。3210-10.98 0.982 0.984 0.986 0.988 0.99 0.992 0.994 0.996 0.998 1500-50550-50.14200.98 0.982 0.984 0.986 0.988 0.99 0.992 0.994 0.996 0.998 14200.98 0.982 0.984 0.986 0.988 0.99 0.992 0.994 0.996 0.998 1见图8。闭环电压模式控制升压变换器参数放大图：门极脉冲、电容电压、电感电流、开关电流、二极管电流。VrefVactuale+-_比较器我裁判IL见图9。升压变换器的电流模式控制。电感器电流的电压模式控制而不是电流模式控制。在电流模式控制中，峰值电流为0.6 A，其中在电压模式控制下，峰值电流为3 A。5.2. 升压型DC-DC变换器电流模式控制电流模式控制图如图所示。 其中两个电压信号V_ref和V_actual被馈送到一个比较器。比较器比较两个信号并将误差信号馈送到PI控制器，并且参考电流信号被进一步处理用于滞环带控制器。控制器将参考电流信号与电感器电流进行比较以产生用于开关的栅极脉冲。VrefV实际值≥fs俄.选通脉冲开关电流二极管电流选通脉冲HB电容器电压0 0.511.522.533.54个4.5电感器电流98 0.9820.9840.9860.9880.990.9920.9940.9960.998Pi386S.S. 达什湾Nayak/电气系统和信息技术杂志2（2015）378S- −±见图10。(a)闭环电流模式控制的根轨迹图。(b)补偿器伯德图和伯德图。基于根轨迹和伯德图设计了闭环电流模式控制的PI补偿器。传统的极点配置方法对系统的稳定性是比较满意的。设计的补偿器如下：C=0。53419+（1 + 0。041S）（十四）其中Ki= 0.53419，因此闭环极点位于7.74和22.2 210。补偿器极点和闭环极点在图10（a）的根轨迹图中示出。伯德图清楚地提到了闭环系统的稳定性。补偿器波特图和波特图均如图所示。10（b）.电流模式控制的MATLAB仿真如图所示。 11（a）. 这里，示出了针对时间段0至1 s的闭环电流模式控制升压转换器参数，如栅极脉冲、电容器电压、电感器电流、开关电流、二极管电流 放大图如图所示。图11（b）示出了闭环电流模式控制的上述参数。电容器电压恒定在30 V，与压实机端给定的参考电压滞后带固定在0.02。在开关导通期间，开关电流与门脉冲近似，电感电流线性增加。在关断期间，电流转移到二极管，电感器电流在该周期内逐渐下降记录并呈现稳态期间的波形。在此，电压波动0-0.85 s，之后电容器电压恒定在30 V。开关电流波形与栅极脉冲一致，二极管电流波形与栅极脉冲相反。电流模式闭环控制中PI补偿器的合理设计减小了输出电压响应的超调量和建立时间，最终提高了系统的稳定性和动态响应。在电流模式控制中，由于存在两个环路，电流可以独立控制。但在电压模式控制中，电流是因变量，因此开关电流和二极管电流的随机变化发生在高开关电流应力下。这导致更高的过冲和更高的建立时间，这使得系统迟缓。描述该特定电压模式控制的优点，开关频率在整个操作中是恒定的，因此与开关频率由于使用滞后带控制器而可变的电流模式控制相比，滤波器设计更容易。6. 实验验证6.1. 开环控制开关模式电源是基于经典控制技术设计的（Whittington等人，1997年）。电路按图装配。 1和其他电路参数如表3所述。 向电路供电，设计估计功率为100 W。输入电压通过一个电压供应器馈送，并且供应电压的值固定为16 V。对于实验，占空比被设置为0.5S.S. 达什湾Nayak/电气系统和信息技术杂志2（2015）378387（一）（b）第（1）款见图11。(a)闭环电流模式控制升压变换器参数：门极脉冲、电容电压、电感电流、开关电流、二极管电流。（b）闭环电流模式控制升压变换器参数放大图：门极脉冲、电容电压、电感电流、开关电流、二极管电流。388S.S. 达什湾Nayak/电气系统和信息技术杂志2（2015）378图12个。（a）电感器电流，（b）开关电流，（c）二极管电流，（d）二极管的瞬态行为，（e）开关的瞬态行为，以及（f）开环电压模式控制的实验输出电压。开关频率设置为20 kHz。 开环参数，如电感电流、开关电流、二极管电流、二极管瞬态特性以及开关瞬态特性和输出电压，均取自混合信号示波器（MSO），如图所示。 12（a-f）分别。 MATLAB仿真图。图6类似于取自MSO的这些实验数据。S.S. 达什湾Nayak/电气系统和信息技术杂志2（2015）378389图13岁（a）电感器电流，（b）二极管电流，（c）开关电流，以及（d）闭环电压模式控制的二极管电流的瞬态行为表3实验电路参数。Vin（Input Voltage）16 Vfs（开关频率）20 kHz二极管BYQ29EMOSFETIRF250电容器4700µF电感器4 mH占空比（D）0.5MOSFET驱动器IR2110光隔离6N136PWM发生器TL4946.2. 闭环控制同样，该电路与TL494组装，用于闭环电压模式控制。该TL494组装在一个单一的单片芯片，在一个脉冲宽度调制控制电路的建设所需的所有功能。该TL494包含一个片内5伏稳压器，两个误差放大器，可调振荡器，死区时间控制比较器，脉冲转向触发器和输出控制电路。工作频率为10 kHz，输入电压在14 V至16 V之间变化。电源电压固定为16 V。开关频率设置为5 kHz。 闭环参数，如电感电流、二极管电流、开关电流、二极管瞬态特性和输出电压/电容电压，取自图1所示的混合信号示波器（MSO）。 13（a-d）分别。实验设置，390S.S. 达什湾Nayak/电气系统和信息技术杂志2（2015）378见图14。升压转换器闭环和开环电压模式控制的实验装置。多信号示波器（MSO）如图14所示。这些实验图类似于图1的MATLAB仿真输出波形。8.第八条。7. 结论本文详细分析了Boost通过根轨迹图和伯德图的研究，揭示了闭环极点和补偿器极点的合理配置，从而设计了闭环电流模式控制的PI补偿器通过MATLAB仿真对开环控制、闭环电流模式控制和闭环电压模式控制进行了验证。闭环电流模式控制比闭环电压模式控制具有更好的性能。仿真结果与开环控制和闭环电压模式控制的实验结果进行了验证。比较仿真和实验结果，注意到由于实验电路中存在导通状态电压降和接触电阻降，输出电压或稳态电压为29.6V，但是在仿真电路中不存在相应的降，因此发现稳态电压为31V。再次在上述闭环和开环控制中，由于PI补偿器的调节以及由于实验电路中存在的寄生元件的变化，与仿真结果相比，实验结果中发生更多的振荡，从而发生输出电压的瞬态行为的差异。引用Dash，S. 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