基于模拟控制器UC3825的ZVS多输出推挽QRC低功耗应用

© 2013 K.Deepa和M.Vijaya kumar。出版社：Elsevier B.V.由美国应用科学研究所负责选择和/或同行评审可在www.sciencedirect.com在线获取ScienceDirectAASRI Procedia 7（2014）62 - 672013第二届AASRI电力与能源系统基于模拟控制器UC3825的ZVS多路输出推挽QRC低功耗应用K.Deepaa，M.Vijaya Kumarb *印度卡纳塔克邦班加罗尔Amrita Vishwa Vidyapeetham大学工程系助理教授。b*印度，阿南塔普拉穆，515002，JNTUA，环境工程系教授。摘要本文分析、设计和实现了一种零电压开关多输出推挽电路拓扑。为了使次级输出加倍，在多输出Transformer的每个次级绕组中引入倍压电路。所引入的倍压器还有助于在Transformer次级的无源开关中获得ZVS。为了进一步增加功率封装密度增加的优势，在硬件原型中部署了模拟控制器UC3825，以调节输出电压，对抗电源和负载干扰© 2014作者。出版社：Elsevier B. V.这是CC BY-NC-ND许可下的开放获取文章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/3.0/）。美国应用科学研究所关键词：零电压开关;倍压电路;准谐振变换器;模拟控制器1. 介绍硬开关DC-DC转换器如今被软开关转换器所取代。虽然它们增加了谐振电感器（ZCS）和电容器（ZVS）等元件，但它们在开关上提供更小的电压/电流应力。因此，隔离度高和开关应力小的优点促进了谐振变换器的* K.Deepa.联系电话：+91-9980005071;电子邮件地址：deepa. kaliyaperumal@redifmail.com。2212-6716 © 2014作者出版社：Elsevier B.诉 这是一篇基于CC BY-NC-ND许可证的开放获取文章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/3.0/）。美国应用科学研究所科学委员会负责同行评审doi：10.1016/j.aasri.2014.05.030K. Deepa和M. Vijaya Kumar / AASRI Procedia 7（2014）6263用于SMPS应用[1] - [7]。为了增加这些优点，大多选择高开关频率，以减小磁性部件的尺寸[4] - [7]。因此，文献中报道了几种新的拓扑结构，在所有类型的隔离式DC-DC转换器中采用高频软开关技术[13] - [15]。在文献中报道的这些转换器中，推挽式转换器最适合低压应用，因为其具有良好的Transformer利用率、隔离、与正激转换器对应物相比输出功率加倍等特性[5] - [7]。此外，为了减少次级二极管中的振铃和振荡，在次级中引入了倍压器电路，用于使次级电压加倍并减少二极管两端的应力[8] - [10]。该变换器在原边ZVS推挽变换器的基础上增加了一个次级绕组，构成了一个多输出拓扑结构。在PSIM中设计并仿真了该多路输出拓扑，采用次级倍压器和初级零电压开关技术。所得到的仿真结果进行了比较与理论波形的建议转换器。为了获得调节输出，使用紧凑型控制器UC 3825模拟控制器IC来调节输出[11] - [12]。本文详细介绍了闭环硬件实现细节，以验证所提出的拓扑结构。2. 提出的电路2.1 拟议电路建议的多输出ZVS推挽式转换器如图1所示。Cr1、Cr2、Cr3、Cr4、Lr1、Lr2分别是谐振电容器和谐振电感器。Cf1、Cf2和Lf1、Lf2是滤波器组件。谐振发生在转换器的初级侧和次级侧，即，初级侧的（Lr1Cr1）和（Lr2 Cr2）之间以及次级侧的次级1的磁化电感Cr3和次级2的磁化电感 Cr4. 通过在单输出转换器的Transformer次级中添加额外绕组，该转换器进一步增加了次级输出数量增加的优点。转换器电路的操作类似于单输出转换器的操作，并且在[10]中以6种不同的模式进行了解释。它由一个多输出推挽式Transformer变压器和倍压电路组成。输出电压被感测并馈送到模拟控制器，以通过驱动器兼光耦合器电路获得转换器所需的脉冲。图1 ZVS多路输出准谐振˜ ‘ Ž –ƒ‰‡ƒ †…—””‡ –™ƒ˜‡ˆ‘ ” 推挽转换器（b）–’ —–—64K. Deepa和M. Vijaya Kumar / AASRI Procedia 7（2014）62Rt f2.2 规格和设计开关频率（fs）：-50kHz，输出功率（P0）：-3.5W，输入电压（Vs）：- 15± 15%，输出电压1（V01）：- 5 V，输出电流1（I01）：- 0.5 A，输出电压2（V02）：- 3.3 V，输出电流2（I02）：-0.33A。文中给出了一个3.5W、50kHz多路输出ZVS推挽变换器的设计实例零电压开关的条件是ImZ0>VS+V0=>Z0= 40（1）Z谐振频率，f0 = 2.5× fS =125 kHzf（二）中国（3）截止频率ff = 0.1fs（4）由式（1）至（4），Cr= 0.33μF，Lr = 60μH，Cf= 220μF和Lf = 10μH。3. 闭环硬件结果闭环多输出推挽变换器的硬件实现是用UC 3825 IC进行的，元件的设计值如第2.2节所述。硬件实现的结果，并详细讨论。使用PWM控制器和3型误差放大器可以提高系统的稳定性。PWM控制器芯片UC 3825的选择，以获得相同的频率和占空比的互补输出。通过向误差放大器添加补偿，可以实现转换器的稳定性。对于稳定的系统，450到600的相位裕度被认为是安全值。误差放大器值的设计应确保总增益与频率交叉的斜率为最佳值。因此，选择类型3误差放大器，其由3个极点和2个零点组成，包括原点处的一个极点。通过选择合适的电阻（Rt）和电容（Ct），可以获得所需的占空比和频率。如下所示计算Rt和CtRt103VmA（最大1D）3.3Ct≤1.6Dmax≤4.36nF3.1 额定输出条件在额定条件下获得的第一和第二输出电压和电流分别为（5V，0.5A）和（3.3V，0.33A），如图2（a）和（b）所示。谐振电容器电压与相应的选通脉冲如图3（a）和（b）所示。从图中可以看出，1和2的峰值电容器电压分别为59和66 V。PWM控制器IC产生的硬件脉冲被馈送到光耦合器进行隔离。从图中可以看出，脉冲的占空比为46%，频率为50kHz。峰值电压为14.4V。LrCr1 12升rCrK. Deepa和M. Vijaya Kumar / AASRI Procedia 7（2014）6265图2（a）第一输出电压（V01），电流（I01）;（b）第二输出电压（V02），电流（I02）。图3（a）开关1脉冲波形，V cr 1;（b）开关2脉冲波形，V cr 2。3.2 线路瞬变图4（a）中示出了与电源电压的变化相对应的输出电压。在图4（a）中，对于从15V到13V的电源电压降低，观察到输出电压从5V到4.95V和从3.6V到3.4V的变化。对于电源电压从15V增加到17V，观察到电压1分别从5V稳定在5.05V，并且相应地电压2从3.6V稳定在4V。66K. Deepa和M. Vijaya Kumar / AASRI Procedia 7（2014）623.3 负载瞬变本节介绍并讨论了所提出的多输出推挽式转换器对负载瞬态的闭环实现响应。图4（b）显示了负载电阻2从10Ω降至7Ω时的两种输出电压波形。对于负载电阻1的变化，也注意到类似的波形，如图4（c）所示通过将负载1从10 mA降低到7 mA，观察到的负载电压1变化非常小，并且也在所考虑的规格范围内（即，获得稳定的输出电压）。在开环实现的情况下，当负载电阻减小/增大时，观察到输出电压变化，但对于闭环，输出对于负载变化几乎是恒定的，如图4（b）和（c）所示。从结果可以看出，由于通过模拟控制器IC UC 3825提供的反馈回路，输出1对于所有应用的负载变化都是调节的。对于其自身的负载变化，观察到第二输出电压的轻微变化。图4（d）描述了开发的硬件原型。(a)（b）第（1）款(c)（d）其他事项图4.（a）电源电压降低;（b）第二负载电阻降低;（c）第一负载电阻降低;（d）硬件原型的输出电压。K. Deepa和M. Vijaya Kumar / AASRI Procedia 7（2014）62674. 结论本文讨论了一种带次级倍压电路的3.5W高频原边ZVS多路输出推挽变换器的设计、仿真、分析和闭环实现。以下是选择参数的列表及其优点：高频工作-减小所使用的磁性元件（如电感器、变压器和电容器）的尺寸，从而实现紧凑性，多个次级绕组-不同额定值的隔离多输出，模拟控制器UC 3825-针对负载和线路变化的调节输出，倍压电路-将次级电压加倍，初级电路中的ZVS-减少初级开关的开关损耗，次级电路中的ZCS-减少二极管中的振荡和电压尖峰，从而减少二极管两端的应力。引用[1] 刘景豪，李。F C Y. DC/DC变换器中的零电压开关技术。IEEE电力电子学报，1990;第5卷，第3期：293-304。[2] 李文，等.恒频降压型准谐振变换器的分析、设计与实验.北京：清华大学出版社，2001. 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