5G上行链路异步GFDMA和SC-FDMA速率对比及波形加窗技术的应用

⃝可在www.sciencedirect.com上在线ScienceDirectICT Express 1（2015）127www.elsevier.com/locate/icte用于5G上行链路的异步GFDMA和SC-FDMA的速率之和Woojin Park，Hyun JongYang，Hyunmyung Oh电子和计算机工程学院，UNIST，Ulsan 689-798，大韩民国接收日期：2015年9月15日;接收日期：2015年11月30日;接受日期：2015年12月16日2016年1月27日在线发布摘要第五代（5G）移动通信设想了用于无线电接口的小于1 ms的超低延迟。为此，可能需要无帧异步多路访问，以允许用户立即传输，而无需等待下一帧开始。在本文中，广义频分多址（GFDMA），有前途的多址候选人之一，为5G移动，比较与传统的单载波频分多址（SC-FDMA）的上行链路和速率时，这两种技术都适用于异步场景。特别地，波形加窗技术应用于这两种方案，以减轻由于非零带外发射而引起的用户间干扰2016年12月制作和托管由Elsevier B.V.代表韩国通信信息科学研究所这是一个开放在CC BY-NC-ND许可下访问文章（http：//creativecommons. org/licenses/by-nc-nd/4. 0/）。关键词：GFDMA; SC-FDMA;带外发射;异步;上行和速率1. 介绍预计第五代（5G）移动通信将支持未来的无线服务，例如增强现实、流媒体游戏和远程手术。最近，NGMN、5G-PPP和ITU-R等5G网络联盟和标准机构已同意将5G的无线电接口延迟要求定义为小于1 ms，以支持实时服务[1]。在以单载波频分多址（SC-FDMA）[2]为特征的当前蜂窝上行链路技术中，所有用户必须在传输之前进行帧同步。LTE中定义的最小传输时间间隔（TTI）为1 ms，这将是5G延迟的最低基本限制。然而，在实践中，上行链路延迟比1 ms长得多，因为资源分配和用户调度需要额外的时间。在这方面， 到异步多路访问技术，以消除同步多路访问中的基本延迟限制。*通讯作者。电子邮件地址：wjpark@unist.ac.kr（W. 公园），hjyang@unist.ac.kr（H.J.杨），ohhm1@unist.ac.kr（H。哦）。同行评审由韩国通信信息科学研究所负责。本文是题为“下一代（5G/6 G）”的特刊的一部分。移动通信结构对于在异步方案中采用的调制方法，发射信号必须表现出小的带外（OOB）泄漏，从而产生小的载波间干扰（ICI）。满足该要求的候选之一是通用频分复用（GFDM）[3，4]，其包括作为特殊情况的常规正交频分复用（OFDM）[4]和单载波频分复用（SC-FDM）[5]。GFDM技术允许针对低OOB发射定制频谱形状分析了GFDM的OOB频谱，并与文献[4，6]中的OFDM进行了比较然而，可以建议对于蜂窝上行链路场景以异步方式然而，SC-FDMA的频谱与OFDM的频谱相同[7]，其具有比GFDM更高的OOB发射。因此，异步地采用SC-FDMA可能由于高OOB发射而在用户之间生成高ICI [2，8]。在本文中，SC-FDMA和广义频分多址（GFDMA）的上行链路和速率进行了比较，这两种方案都适用于异步的情况下，据作者所知，还没有明确公布。通过数值模拟，我们已经观察到，确定两者之间的优越的和速率取决于场景，如用户密度和信噪比（SNR）。http://dx.doi.org/10.1016/j.icte.2015.12.0022405-9595/c2016由Elsevier B. V.代表韩国通信信息科学研究所制作和主办。这是一篇基于CC BY-NC-ND许可证的开放获取文章（http：//creativecommons. org/licenses/by-nc-nd/4. 0/）。128W. Park等人/ICT Express 1（2015）127×==∈∈{−} ∈ {−}0KTK{−}∈[]=[− ][]=[][][−]Tfft2. 系统模型Fig. 1.（a）GFDMA和（b）SC-FDMA的收发机的离散时间表示。其中A是（K M K M）维信号生成矩阵，定义为[4]2.1. 离散时间表示的收发器设计A=（g0，0 · · ·gK −1，0g0，1 · · ·gK −1，M −1）.（四）(1) 离散时间系统模型：KM（ N）维发射信号向量由x表示，其中K是数字这里g k，m=gk， m[0]，gk，m[1]，. .. 、gk，m[N-1]T，且k∈的子载波，并且M是GFDM [4]中的子符号块的数量。在SC-FDM 的 情 况 下 ， Ml. 该 信 号 被 添 加 有 循 环 前 缀（CP），通过离散无线信道，并且被截断以依次去除CP。该过程等同于y=Hx+n，（1）其中HCN×N是循环等效信道矩阵，yCN×N是离散时域中的接收信号的向量，并且n是具有大小N的加性高斯白噪声（AWGN）向量，其元素都具有零均值和方差σ2。(2) GFDMA：图1（a）中绘制了GFDM收发器的框图。N维正交振幅0，1，. . . ，K1个月0，1，. . . ，M 1 .一、应用迫零方法来获得估计的QAM信号d′，d′=A−1H−1y+I，（5）其中I是大小为N的ICI向量，将在第3节中讨论。(3) SC-FDMA：给定与GFDMA中相同的QAM符号向量d，SC-FDMA中的离散时间发送信号向量从[2，8]x=DHLHDKd，（6）并且估计的QAM信号可以被获得为调制（QAM）符号向量由d表示，并且（m·k（k ∈ {0，. . . ，K −d′=DHLH（DKTy+I），（7）1，m0，. . . ，M 1）。然后，离散时间发射信号由下式给出：K−1M− 1其中DkCk×k是离散傅里叶变换矩阵，L是通过在未使用的子载波上进行零填充将向量从大小K变换为KT在这里，KT是总和x[n]=k−0 m−0（gk，m[n]·dk，m），n = 0，. . . ，N（2）整个多址系统上的子载波数量。2.2. SC-FDM和GFDM的功率谱密度其中g k，mng0，0（nm K）mod N，且g0，0n 是第一子载波和第二子载波的离散时间GFDM脉冲形状(1) SC-FDM的PSD：连续传输信号第一子符号[4]。发射信号向量x[x 0，x 1，. . . ，XN1 ] T由下式获得：x=Ad，（3）时间域[8]Kk=0j2πkts（ t）=[DKd]k+1，1e·w（t），（8）W. Park等人/ICT Express 1（2015）1271291 −22 4TF∗[客户端]=−W++不−F=||【{−−}】'T++PSC-FDM（f）=Tb k=0f−TFFT2αMPGFDM（ f）=1000MTf−MT-TfftM在GFDM中，由MTfft TCP Tw给出。注意，Tb不同于Tb。ρ（u， k）=PtrPGTfft1f表1频域中的窗口函数形状。时间/频率函数不加窗W（ f）=（Tfft+TCP）sinc（（Tfft+TCP）f） e−j2π <$Tf加窗（ERC）W（ f）=（Tfft+TCP+Tw）sinc（Tfft+TCP+Tw）fcos（πTwf）e−j2π TfW其中Tfft是符号的持续时间，w（t）是发射机的窗口函数。 这里，Xa，b表示矩阵X的第（a， b）个元素。非加窗信号也可以用矩形加窗函数表示。频域中的窗口函数排列在表1中。在表1中，在非加窗信号的情况下，Tw被设置为零。可变电子邮件（T fftT（CP）/2表示从T（CP）的开始时间的偏移。将数据显示到窗口的中心。SC-FDM的功率谱密度（PSD）由与OFDM中相同的等式导出根据1K−1k2其中，Tb是符号传输的总持续时间，并且等效于Tfft TCPTw。(2) GFDM的PSD：与SC-FDM情况类似，加窗传输信号可以由[4]s（ t）=M−1K−1m=0k= 0dk，mej2πktFFT·g（t-mTfft）·w（t）， （10）其中g（ t）是连续时间GFDM脉冲形状，定义为[4]图三. 对于M=7和K= 4，GFDMA中的PSD。g（ t）=F−1∞q=−∞G滤波器qMTFFTδ f qMTfft.（十一）图2示出了具有表1中的两个加窗函数的SC-FDM和GFDM上的PSD与归一化子载波间距的关系。窗口信号，前缀为在这里，接线员−1（G）表示谱G的逆F变换。（11）中的函数Gfilt（f）是归一化频谱滤波器[4]。在这项研究中，RC滤波器的滚降因子α= 0。5、使用。Gfilt（f）=其中linα（x）min 1，max 0，（1 α）/2 αx/α。因此，PSD推导为[4，9]W-，示出相对较低的OOB频谱比它们相应的非加窗信号，特别是与一个大的保护带。比较SC-FDM和GFDM，发现GFDM在所有时间段都显示出较低的OOB谱发射。3. 和率计算在本文中，Nu个用户占用由K个子载波的数量。在两个邻居之间-1K−1M−1FFT2bk=0pMTFFT在子带中，插入保护带，如图1所示。3.第三章。因为两个相邻的子带是ICI的最主要来源，所以OOB光谱发射来自另pkFFT-j2πmp除了这两个之外，用户被忽略因此，用户u上的第k个子载波处的干扰信号被计算为其中T′是符号传输b′<$K+K（u−1）+k<$M2、（9）图二.具有和不具有波形窗口的SC-FDM和GFDM的PSD。p=− M G滤波器×We（十三）130W. Park等人/ICT Express 1（2015）1272K+K−(k+1)====-G=-=⌊ ⌋k=0Ptr+σ2+ρ（u，k）日志1+σ2[A−1A−H]NU−1+Ptr P（u）G，Tfft表2系统参数。k∈ {0，1，. . . ，K − 1}，u ∈ {2，3，. . . ，NU− 1}，（14）其中，Ptr是每子载波的发射功率，并且K（u）是参数值第六十六章. 7µs第四章. 7µsG第u个和第（u+1）个Tw之间的保护子载波的数量四、7µs子带（14）中的函数此外，如果用户在最低或最高频率子带上，即，u1或u NU，则分别删除（14）中的第一项或第二用户u上ICI的N元向量I（u）可以通过假设元素是独立的高斯随机变量来建模。I（u）中第（mK+k+1）个元素的均值和方差均为零，其中k ∈ {0，. . . ，K −1}，m ∈{0，. . . ，M-1}。3.1. 异步SC-FDMA根据[8]中关于在AWGN信道环境下基于最小均方误差解调的SC-FDMA的和速率的推导的结果，频域上的噪声项可以由干扰加噪声项代替，干扰加噪声项的方差是噪声项和ICI项的两个方差之和。因此，总速率推导为：RSC-FDMAKT100子载波间隔15 kHz带宽1.5 MHz−1NU1=Tblog1+K0-1美元.（十五）1K −1Ptr3.2. 异步GFDMA如在SC-FDMA中，通过用干扰加噪声项替换噪声项来导出AWGN信道中基于迫零解调的GFDMA的和速率，如下所示：NUM−1K−1Ptr+ρ（u，k）Bm=0k= 0我，我（十六）见图4。 SNR为0-70时，K12、KG2、NU6的总速率与SNR和（b）0在那里我 =m K+k+1，k ∈ {0，. . .，K− 1}，且m ∈{0，. . . ，M-1}。4. 数值结果4.1. 模拟参数模拟中考虑的系统参数总结在表2中。此外，每个保护频带的子载波的数量K（u）被计算为：KT−K NU4.2. 和速率与信噪比图4（a）示出了针对K12,KG 2，N U6. 可以看出，在具有高于30 dB的值的高SNR状态中，其中由于来自其他用户的非零OOB发射而导致的ICI对噪声是主导的，GFDMA技术族展现出比SC-FDMA技术更高的和速率加窗技术为SC-FDMA和GFDMA两者提供边际和速率增益。随着GFDMA中M的增加，由于CP持续时间的减少部分和OOB发射的减少。图4（b）示出了与图4（a）中相同的结果，但是其中a表示小于或等于a的最大整数。针对0-18 dB的实际SNR范围进行了放大可以看出，对于低到中等SNR方案，即，0RGFDMA=T′KG=（十七）W. Park等人/ICT Express 1（2015）127131==图五. SNR= 12 dB和NU=12时，速率总和与K的关系噪声占主导地位，SC-FDMA显示最高的和速率。然而，超过12 dB的SNR，其中ICI占主导地位，GFMD技术显示出比SC-FDMA技术更好的和速率。4.3. 总速率与每用户图 5 显 示 了 SNR 的 总 速 率 与 K 的 关 系12 dB ，12.babybaby对于从2到4的小K，保护子载波的数量很大，因此在频域中有足够的空间来避免来自相邻子带的OOB发射。然而，当K增加大于4时，在频谱利用效率高的情况下，保护频带子载波的数量变少，因此GFDM呈现更高的和速率。5. 结论在AWGN信道下，对加窗SC-FDMA和GFDMA的功率谱密度和上行和速率由于GFDM PSD中的低OOB发射GFDMA的上行链路总速率在保护频带子载波的数目小的情况下变得高于SC-FDMA的上行链路总速率-即，高用户密度，K>4- 或者在SNR高于15 dB的情况下-即，ICI控制噪声。除了和速率之外，GFDM中的峰均功率比也是一个重要的性能度量在上行链路中，可以通过采用DFT扩展技术[5]如在SC-FDM中那样显著地减小。确认这项工作得到了韩国政府（MSIP）资助的IITP赠款（编号B 0126 -15-1064，用于5G沉浸式服务的近零延迟网络研究）的支持。引用[1] 2014年2月，国际电联，胡志明市，越南，2020年及以后IMT未来发展的愿景、框架和总体目标[2] H.G. Myung，J. Lim，D.J. Goodman，用于上行链路无线传输的单载波FDMA，IEEE Veh. Technol. 麦格1（3）（2006）30[3] G. Fettweis，M.Krondorf，S.Bittner，GFDM-广义频率Division Multiplexing，in：Proc. IEEE Veh. Tech.会议，2009年，西班牙巴塞罗那。[4] N. M i c h a i l o w ，M. Matthe，I.S.Gaspar，A.N.Caldevilla，L.L.门 德斯 ，A. 费斯塔格湾Fettweis，第五代蜂窝网络的广义频分复用，IEEETrans.Commun。62（9）（2014）3045-3061。[5] S.S. 达斯，S。 Tiwari，基于离散傅立叶变换扩展广义频分复用Lett. 第51（10）（2015）条789-791.[6] M. 脉冲成形对误码率性能的影响广义频分复用的频带辐射，在：Proc.IEEEInt'lConf.Commun.，澳大利亚悉尼，2014年。[7] H.荣格，M。库达克湾Baum，V. Nangia，OFDM和SC-FDMA的带外发射，在：IEEE 802.16宽带无线接入工作组，2008年3月。[8] H.G. Myung，D.J. Goodman，单载波FDMA：一种用于长期演进的新空中接口，Wiley，纽约，2008年。[9] J.A. Gubner，Wiener-Kinchin theorem，in：Probability and RandomProcesses for Electrical and Computer Engineers ， Cambridge Univ.Press，New York，2006，pp. 421-423