消除右半平面零点的反激变换器设计与控制

工程科学与技术，国际期刊26（2022）101007完整文章一种具有右半平面零缓功能的反激变换器建模、设计与控制Alireza Goudarziana，b，Adel Khosravia，Heidar Ali Raeisiaa伊朗Shahrekord伊斯兰阿扎德大学Shahrekord分校工程学院电气工程系b伊朗Shahrekord大学工程学院阿提奇莱因福奥文章历史记录：收到2020年2021年4月9日修订2021年5月20日接受在线预订2021年保留字：DC/DC转换器RHPZ消除最小相位结构动力学模型电压模式控制A B S T R A C T对于燃料电池应用，具有隔离能力的模块集成DC/DC转换器是配电系统的重要组成部分。它将燃料电池的低输入电压提高到所需的高电压，并起到接口连接电路的作用。存在用于将燃料电池模块连接到电力负载的若干隔离的dc/dc转换器。其中，反激式变换器因其结构简单而被广泛应用于燃料电池领域，但反激式变换器的内部动力学特性存在右半平面零点（RHPZ），导致其性能下降。因此，反激式变换器的开环增益裕度小，开环相位裕度为负，导致电压模式控制器的开发困难。本文的主要目的是解决上述问题，并提出消除这些问题的新途径。为此，一个修改后的反激式拓扑结构的RHPZ消除能力的建议和分析，在这项研究中，也证明了与经典的反激式转换器相比，修改后的转换器的优越性能。然后，利用平均法推导出所设计电路的动态模型，确定了设计规则。此外，所开发的转换器的理论模型是通过仿真和实验验证。为了保持这种拓扑结构的负载电压在一个固定的值，并显示其良好的性能，工业应用中，类型II/III控制器的设计和得到的仿真和实际结果进行了介绍。©2021 Karabuk University. Elsevier B.V.的出版服务。这是CCBY-NC-ND许可证（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。1. 介绍如今，燃料电池和光伏（PV）板获得了显著的关注，并被认为是未来的资源用于产生低DC电压和清洁能源。对于燃料电池和PV应用，配电系统包括位于初级侧的低压燃料电池和DC/DC转换电路，以为输出负载和商业用途带来高输出电压[1本文从以下几个方面对DC/DC变换器进行了比较：（1）高功率密度和高效率的能力;（2）转移电压增益值;iii）对输入电压、负载和基准变化的快速动态响应能力; iv）动态和稳定特性，带宽和相位裕度。一个好的dc/dc电压转换器应该尽可能地满足所有的因素。*通讯作者：伊朗Shahrekord伊斯兰阿扎德大学Shahrekord分校电子邮件地址：a. eng.ui.ac.ir，alireza9071@gmail.com（A.Gou-darzian）。由Karabuk大学负责进行同行审查并且必须通过选择合适的接口设备来满足这些要求本研究的主要动机是调查和讨论目前的DC/DC拓扑结构，从上述观点表达其缺点，并提出一种解决方案，以减轻与传统转换器相关的缺点，并克服下面讨论的DC/DC转换器中普遍存在的局限DC/DC转换器通常分为两种类型：i）非隔离转换器和ii）隔离转换器。从第一类，降压[4]，升压[5，6]，库克[7]，boost-SEPIC[8]，泽塔[9]，基本上使用了超提升[10，11]、二次[12]、开关电容器/开关电感器[13]转换器。但是，DC/DC降压配置固有地应用于电压降压比，并且为了避免其性能劣化，限制了其他上述转换器的最佳电压增益。当不需要电流隔离和进一步的电压增益时，这些转换器似乎是首选目前，已经提出了几种DC/DC电压转换电路来提高电压增益。开关电容和开关电感电路也很常见[14对于基于开关电容的变换器，有源开关上的电压应力大，https://doi.org/10.1016/j.jestch.2021.05.0112215-0986/©2021 Karabuk University.出版社：Elsevier B.V.这是一篇基于CC BY-NC-ND许可证的开放获取文章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。可在ScienceDirect上获得目录列表工程科学与技术国际期刊杂志主页：www.elsevier.com/locate/jestchA. Goudarzian，A.Khosravi和H.Ali Raeisi工程科学与技术，国际期刊26（2022）1010072有源开关的电流应力是基于开关电感器的结构的主要问题。使用级联升压电路，可以获得较大的电压增益[18，19]。然而，太多的电路元件应用于其实现，这会降低总效率并增加复杂度。考虑到第二种类型的dc/dc转换器，使用dc/dc功率转换器以及Transformer可以很容易地实现更高的dc电压增益，该变压器通常用于能量转换系统的隔离以及升压[20此外，出于安全考虑，防止电击和减少由故障状况引起的其它危险，在低功率转换器的输出电压和源电压之间必须存在隔离。此外，相对于输入浮动输出，意味着输出极性可以自由选择，接地回路可以断开，以降低电气系统中的噪声在隔离式DC/DC拓扑中，反激式转换器被广泛用作具有成本效益的功率转换器。这具有以下显著优点：（i）其结构简单，（ii）能量存储元件的数量最少，提供操作容易性并构成二阶系统，（iii）由于其单开关电路而易于控制[24]。在许多研究中，它已被推荐用于工业。例如，在[25]中针对光伏应用设计了采用新型自适应缓冲器的基于反激的微型逆变器。在[26]中提出了一种具有变频电流模式方法的反激电路，用于具有通用串行总线功率传输（USB-PD）规范的低功率适配器应用。此外，反激式转换器被建议用于[27]中的高效燃料电池发电系统、[28]中的微生物燃料电池能量收集系统、[29]中的部分遮蔽PV模块和[30]中的LED驱动器。为了提高升压能力或优化其他规格，许多研究人员专注于设计或建模隔离式DC/DC转换器的新拓扑结构;包括全桥拓扑结构、DAB拓扑结构和阻抗Z源转换器[31基于上述讨论，隔离转换器是更适合于高电压增益以及可接受的效率（在本节开始时强调的第一和第二个问题）。但是，从动态角度来看（第三和第四个重要问题），隔离转换器的开环输入到输出动态传递函数在连续电感电流模式（CICM）中具有右半平面零点（RHPZ），导致负相位裕度和小增益裕度[34因此，这些转换器表现出非最小相位性质。这是由于这一事实，即一个下降存在于对这些转换器的占空比变化的输出电压响应[34，37]。换句话说，当输入信号增加时，接通模式的时间间隔增加，因此，负载电压最初降低。在短时间之后，额外的能量被传输到电力负载，因此，负载电压开始增加。这使得在瞬态期间的电压变化低功率变换器的动态特性对可再生能源系统的内部稳定性起着至关重要的作用。因此，建议使用闭环控制方法减少/抑制RHPZ效应，或使用具有最小相位特性的DC/DC转换电路，用于快速动态应用，如微型逆变器和燃料电池，而不是上述非最小相位转换器[38]。因此，有必要从dc/dc隔离转换器的动态特性中消除RHPZ，以实现合理的动态特性。为此，在下文讨论的文献中提出了两种不同的方法减轻常规转换器动态特性的RHPZ效应并提高其性能的第一种方法是使用反馈控制方法进行输出电压/电流轨迹跟踪任务，包括前沿调制技术以及与输出电容器串联的外部电阻的添加[39]，双模LQR前馈最优控制方案[40]，基于内模型的控制[41]，输出重新定义方法[42]，电流模式控制[43]，使用K因子和优化技术的II型和III型控制器[44]，可变步长增量电导法[45]，优化控制方法[46]，鲁棒高阶滑模控制[47]，自适应控制器[48]，主PWM控制策略[49]，可变接通时间控制方案[50]和无电容器控制方案[51]。但是，[39-51]中用于RHPZ消除或提高传统功率转换器性能的控制器更好的方法是使用具有RHPZ消除能力的DC/DC转换电路，而不是高成本控制器。通过消除RHPZ实现快速动态响应的第二种方法是应用没有RHPZ的DC/DC转换电路在过去的几年里，研究人员已经做出了很大的努力，介绍新的DC/DC 转换拓扑结构的能力，成为独立的RHPZ效应。与广泛使用的升压拓扑结构相比，最小相位DC/DC转换器在瞬态区域具有更快的行为和较大的开环相位裕度，从而增强了稳定性标准并易于设计电压模式调节器，而不是使用[39到目前为止，已经提出了几种最小相位dc/dc转换器，例如三态降压-升压转换器[52]、KY转换器[53]和不同类型的耦合电感器升压转换器[54但是，在[52-58]中讨论的具有最小相位配置的转换器属于非隔离转换器。[52-58]中的转换器但是，这些都有一个小的直流增益。此外，[58]中的转换器不能使用，当隔离是主要问题时，噪声问题可能在高电压增益下加剧这些缺点使得[52-58]中的最小相位拓扑本文的主要贡献是提出了一种新的iso-Lated DC/DC转换器解决了上述问题，并实现了具有高功率密度的高电压增益（因为它属于隔离型）和具有增强的稳定性特性的快速动态行为（因为该转换器具有RHPZ消除的能力）。该转换器将通过操纵和改进传统的隔离反激式转换器的电路结构，使用两个正向路径，有助于通过RHPZ取消所提出的电路的性能增强。建议电路的其他优点总结为：i）与[1-38]中的升压转换器相反，建议的转换器通过适当的组件设计消除了RHPZ。因此，可以容易地缓解传统方法的上述问题，例如带宽差和电压响应慢。ii）与传统方法相反，所提供的电路不需要高度复杂的控制方法，例如[39-A. Goudarzian，A.Khosravi和H.Ali Raeisi工程科学与技术，国际期刊26（2022）1010073相结构iii）与[52-57]中具有最小相位特性iv）与[52-58]中介绍的最小相位电路相反由于这些优点，所提出的配置非常适合用作低压燃料电池源和输出功率负载之间的接口装置。它也可以应用于其他低压可再生能源，如光伏系统和微型逆变器，需要快速的动态行为。本文的其他贡献可以解释为：1）使用所提出的变换器可以实现最小相位行为，从而进一步增强所建议电路的动态特性，如相位裕度：（2）所建议电路的直流电压增益大于常规方法，从而在相同条件下提高其可靠性并降低占空比;（3）改进结构的有源开关的电压应力比传统结构的低，从而降低了成本;（4）利用所提出的方法，Transformer次级侧在两种开关模式下都导通，导致不同于传统方法的 Transformer 的 最 佳 使 用 ; （ 5 ） 在 相 同 条 件 下 ， 该 电 路 的Transformer磁化电流比常规电路低，是一种较好的直流-电压转换电路。在本文的其余部分中，第2节讨论了所提出的技术的操作模式、建模和设计规则的分析在第3节中对导出的模型进行了评估为了显示所提出的转换器的闭环性能，在第4节中给出了类型II控制器和类型III控制器的设计从实验室原型获得的实验结果显示在部分5. 更多的讨论和比较在第6节中给出最后，结论见第7节。2. 改进型反激变换器的运行分析首先，应该强调的是，功率变换器的动态特性对可再生能源和FC开发系统的稳定性具有至关重要的作用。此外，为了保护电力系统的电池免受高峰值电流的影响，从而延长其使用寿命，最好使用通过RHPZ allevi- ation具有快速动态行为的在蓄电池充电系统中，从恒流模式到恒压模式的自动、平滑和快速的转换应该在不需要任何额外的开关电路或控制回路的情况下实现。因此，一个充电系统组成的快速动态转换器，并在一个完整的电池充电周期平稳运行的反馈控制器是必需的。这也可以实现升压操作模式的简单和线性控制。直到今天，研究人员已经提出了许多DC/DC电压转换电路文献[1此外，这些拓扑中的一些继承了大量的无源和有源元件，导致成本增加和效率降低。此外，在[52从拓扑的角度来看，具有最小相位结构的基本转换器在图la-e中示出。这些缺点转换器如下：i）在[52，53]中提出的三态转换器和KY转换器具有额外的开关和二极管，导致更多的效率降低; ii）在[54-56]中提出的耦合电感器转换器需要具有低耦合系数的两个在[57，58]中提出的正向升压转换器和三阶转换器不能使用为物理隔离方面，这可能导致高电压增益下的噪声问题。为了解决这些问题，本文提出了一种新的拓扑结构与最小相位结构。考虑图1所示的传统反激式转换器。 2.通过对该拓扑的电路进行开发和操作，得到了所提出的结构。所提出的电路如图所示。 3 a. 在传统方法中，在关断模式期间仅使用一个路径但是，所提出的方法使用两个不同的前向路径的能量传导在两个开关模式。此外，对于所提出的转换器的建模，应考虑Transformer的漏感;但是，对于传统的反激式转换器，它被认为是零因此，它的输出信号响应将得到改善相比，平凡的和RHPZ被成功地删除。从电路的角度来看，该转换器的主要优点是其隔离能力，适用于高电压增益应用以及对其他最小相位转换器的安全性从动态的角度来看，它的输出信号响应将改善相比，传统的反激变换器。因此，本文提出了一种新的隔离电路的动态建模与高增益的燃料电池应用，以帮助设计人员更好地了解转换器的动态和消除上述转换器的缺点。参考图3a，该转换器具有串联连接在一起的两个输出电容器。该电路分为两个不同的导电块，由有源开关S、二极管D1和二极管D2、电容C1和电容C2、匝数比为1：n的电Transformer和功率负载R组成。考虑到作为占空比和TS的开关时间周期D。在图3a中，Lm表示磁化电感，Llk是变压器漏感。CICM区域中的电路操作可以在两种不同的模式下进行分析;即， 接通模式和关断模式如下：a) 第一时间间隔0tdTS：开关接通，D2导通，磁化电感器电流iLm使用电源充电<<电压的n 倍和线电压的n倍是指Transformer次级侧。因此，使用Transformer，第二电容器电压vC2增加此模式的等效电路为在图3 b中显示，和修改的转换器在稳态区域中的主要波形示于图3 b中。 四、b) 第二时间间隔dTStTS：开关关断，第一二极管D1导通，磁化电感器能量将被转换为<<发射到第一电容和它的电压V C1 增加而VC2通过输出负载放电。所建议的电路的等效关断模式如图所示。 3 C.所提出的方法有助于减轻RHPZ从开发的转换器的动态功能，因为负载能量将提供在两个开关条件，相反，到经典的转换器。可以认为，v O是输出的总和把电容器电压。这种方法还导致电压增益的进一步改善和开关应力减小。2.1. 拟议电路本节详细描述了在CICM区域中使用平均方法对所提出的改进型反激式转换器进行建模 根据图 5、造型亲A. Goudarzian，A.Khosravi和H.Ali Raeisi工程科学与技术，国际期刊26（2022）1010074ð-ÞDT8>m²--DTR稳态时的iLm、v C1、v C2和iLlk如图所示。 四、从DTFig. 1.具有RHPZ缓解能力的不同类型的开关转换器;（a）三态转换器[52];（b）KY转换器[53];（c）耦合电感升压转换器[54-在此图中，漏电流从零上升到ILlk-P，斜率为nE在0tdTs的时间间隔内vC2=Llk<<。因此，可以给出：ILlk P1/4dTs E-vC2° Cð1Þ-Llk图二. 传统的反激式转换器电路。执行转换器的校准。有人说，这个骗局--使用基于以下设计的合适的转换器，图3b示出了所提出的从0到dT s的反激式转换器的操作电路。在这种情况下，E在磁化电感器两端下降，负载电流i0的倒数流过第一电容器，并且漏电流和负载电流的差流过第二电容器。基于该知识并使用平均方法，用于接通状态的转换器动态模型被确定为：LdiLm>E 1/4-iO>1/4-vC1> 1/4<转换器模型。为了导出转换器动态输入->：C2dvC2><$iLlk>-iO><$ILlk-P-iO><$dTsnE-vC2-vC1>vC2>DT到输出传递函数，完成以下步骤i）在接通和关断中导出瞬时模型2 2LlkRð2Þ操作模式; ii）结合开关模型获得平均（或大信号）模型; iii）获得推导的模型的稳态点，并且大信号模型在稳态点附近线性化以确定小信号模型; iv）基于扰动模型并且通过定义输入和输出信号，获得传递函数; v）最后，确定减轻RHPZ的基本准则将ingiLm、vC1和v C2作为模型的自变量，Flyback转换器漏电感器足够小，使得其电流在初始时刻被强制为零。其中x>表示变量x的瞬时平均值。<图3c描绘了从dTs到Ts的修改的反激式转换器的操作电路。对于该操作模式，第一电容器电压的一部分参考Transformer初级侧并且跨磁化电感器下降，漏电流和输出电流的差流过第一电容器并且流过第二电容器。这里，漏电流等于iLm=n。因此，在关断模式下的动态模型得到如下：8>LmdiLm>¼ -vC1每个开关模式。因此，它表现为因变量>>LlknLm不能作为自变量。神->C1d¼-1/2Lm-vC1> 1ð3Þ修改的反激式转换器的理论波形包括>：CDTdvC2>¼ -i1/4-VC1> 1/4DTn2ORA. Goudarzian，A.Khosravi和H.Ali Raeisi工程科学与技术，国际期刊26（2022）1010075C1dvC1>1/4-d vL m-vC1> 1/4DT2Llk>Rð4Þ图3.第三章。具有两个不同正向路径的反激式转换器的操作;（a）主电路;（b）等效接通模式电路;（c）等效关断电路。见图4。 主要波形。根据平均法并结合（2）和（3），循环模型给出为：>8LmdiLm> 1/4dE-β1-dβvC1dtnLlk2A. Goudarzian，A.Khosravi和H.Ali Raeisi工程科学与技术，国际期刊26（2022）1010076¼¼：CdvC2>¼d2TsnE-vC2-vC1>vC2>现在，获得稳态点是至关重要的。为了这一点-在姿态下，方程（4）应求解为diLm>=dt1/4=dtd=dt0. 因此，均衡点可以通过以下方式指定：图五. 所提出的转换器的建模过程的流程图。A. Goudarzian，A.Khosravi和H.Ali Raeisi工程科学与技术，国际期刊26（2022）10100773>2222 4þþ22DT-Llkn745¼ ¼-VC1½Lð Þ卢恩DEm1-D21公S2lkS1公MS2lkMS>>：R2LlkInVC1VC21-DR-2 C1T s L lk Lm n 2C1Ts Llk Lm nDVC2½nE- -4Llk TsRLlk Ts100Lm LlkTs nLmRTs nDEE1-D2002年Ts Llk10Lm Ts Llk n-2Ts LlkD100Lm TsLlk nD223组件设计的第一个约束。因此要求2E. VC1 3<36¼ ¼322lkLKS22LKMS2LK210>8nLmLlkq¼-ER..2CL3TCLT2CLLTn2CL2LTn2D3<>hD2nETs-VC1i- 是的2C1LlkLm2Tsn4-2C1Llk3TsnC2Llk2LmTsn2NC2LlkLm2Tsn4ND2VC2¼¼Lm2LlkR1D2Tsð5Þ.ΣΣ其中V C1、VC2、ILm和D表示V C1>的平均值，q1¼-ER..Llk2Ts2-C2RLlk2TsLlkLmTs2n2-C2LmRLlkTsn2D4<在稳态时，vC2>，和d。理论增益修改的反激式转换器推导如下：- 是的2C2RLlk2Ts LlkLm Ts2n2 2C2RLlk Lm Ts n2Lm2Ts2n4D32nTsn.nLmLlkDn- 我知道2C2Llk3 2C2Llk2Lm n2C2RTs Llk2C2Lm RTs Llk n2D2VOVC1VC2nLmLlk2Llk -RLm1-DR2Llk.32 2英尺 。322ΣΣGT<$E<$E¼Lm² 1-D²D1D Tsð6Þþ4 C2L lk104 C2L m L lk nD-2 C2Llk2019 - 02-2200：00：00ð17Þ通过忽略漏感，可以得到sug的理想增益gested电路定义为：nq0¼-ER..2Llk2Ts-RLlkTs2-LmRTs2n2D5- 是的-6L2T2RLT100LLTn100LRT2n2D48>：Gi¼VC1V C2¼nDn.2202 .22Σ Σ为了导出所建议的修改的反激式转换器的动态函数，动态模型（在（4）中示出）应当围绕其操作点（在（5）中示出）被线性化。执行线性化方法，修改的反激式转换器的线性化方程推导如下：dXb¼AXbBbd8w3¼L m n.D-102。RT s D202L lk.C1 C2Llk2R C1 C2Llk Lm Rn2w2.5L m n2.0D-1.02.RT s D202L lk.C1Llk2C2Llk2C1Llk Lm n2C2Llk Lmn2C1DLlk RTsC1DLm RTs n220yCXb9w1¼ L m n.RTs D22Llkb/1×。CL RR RD LTCD L RT n2-2C DLR21mmXb¼LmvbC1不[vbC2]ð10Þw0.2LmRTs D22Llk.Σ×Llk DLlk-2DLlkDRTs- 2D RTsD RTsð22ÞyvOvC1vC211为了减轻RHPZ在动态多项式的modi-bb20b1-bD0nLmFIELD反激式转换器，并实现了最小相位响应，该响应以最小波动快速前进到确定的水平，n6 7nC1RC1RC1分子系数q，q和q必须有相同的符号。是1-D- -7ð12Þ21 0640-1-1-DTs75满足以下不等式之一RC2RC2LlkC28>q;q;q>0LmnLmLlk->：q2;q1;q00B¼6ILmnC1ð13ÞDTsnE-VC2LlkC2C½0 11]14使用（8）-（14），修改的反激式转换器的动态函数推导如下：VosMsm2s2m1sm0dsNsn 3 s科隆2sn1 s2.2. 所提出电路现在，所建议的反激式转换器的稳态分析研究进行，以实现足够小的纹波的电流和电压，这可以避免使用一个大的滤波器，以及确保CICM操作。iLm在第一时间间隔和正电压脉冲中的变化推导如下：ksz1sz2CsI A-115s迪林EDTs¼Lmð24Þ其中s表示拉普拉斯算子，I是3阶单位矩阵，k是模型的直流增益，z1和z2是零点，p1，p1和p1电流变化被定义为将（24）的一半除以平均电流：是动态函数的极点分子和分母-谐振子系数被确定为：迪林2ILm2019年12月25日2Lm nG3^11e¼1ð16Þ为Llk¼07ð18Þ其中下标表示变量的线性化项，并且还：或>ð23Þ7¼A. Goudarzian，A.Khosravi和H.Ali Raeisi工程科学与技术，国际期刊26（2022）1010078联合报告1RC21天1天DMax---z--2Rmine2e2½ ¼英寸pwp0z另外，第一电容器电压在第一时间间隔的变化和第二电容器电压在第二时间间隔的变化表示如下：不等式（23）应在确定的操作区域内满足。因此，本文用MATLAB程序对该方法进行了验证，最坏的情况是输出电压较大，负载较重并且，转换器电路应该被设计用于这种操作DvC1¼VC1VC2DTsDvC21/4VC1 1/4VC2 1/4-DVTsð26Þð27Þ确保整个地区RHPZ效应缓解的关键点。我们的观察表明，可以根据表2选择组件值，这可以满足其他约束。3. 衍生模型的评价电容器电压的变化被定义为将（26）和（27）的一半除以它们各自的电压，如下所示：DvC1Ts282VC1 2RC1在这一部分中，对改进型反激电路的动力学模型进行了分析研究和讨论。电路参数见表。二、所设计拓扑的零图如图所示 。早 上 6从动态角度看，DvC22VC2Ts1/2RC2ð29Þ用于最坏条件的设计转换器的模型;即，VO= 150 V，E= 24 V和不同负载下，与RHPZ无关，达到了本文的主要目的此外，所分析电路的极点图在图6b中显示，2.3. 电路元件设计所提出的反激式转换器在一定的条件范围内工作。该操作区域在表1中示出。为了为了保护功率开关，其最大理论占空比Dmax应该选择得足够小。在这项研究中，建议的电路设计的最大直流电压增益约为6.2。对于工作范围，最大占空比选择为约0：5。因此，Transformer的匝数比可通过下式获得：最大值沪ICP备15035550号-1- Max基于电路设计中的标准实践，选择n3. 对方程（25）关于G求微分并求解导出的方程，临界直流电压增益被导出为：Gc2n31为了确保建议配置的CICM操作，应满足：e11。<使用（25）和（31），磁化电感值应满足以下条件：极点位于左手平面，因此，所考虑的电路的内部动态是稳定的。现在，它是确切地显示所提供的修改反激式转换器和经典反激式转换器的动态响应的差异。图6c和d显示了所提供的反激式转换器和传统反激式转换器在不同条件下的波特图。结果表明，两种变换器的相位均减小到180 °，而传统变换器的相位进一步减小到270°附近。但是，由于在高频处存在左半平面零点（LHPZ），所建议的转换器的相位返回到90 °。因此，与传统方法不同，其相位裕度是正的，如图所示。4. 经典控制设计在工业应用中，经典控制器通常用于电压控制，并且可以表现出良好的闭环行为。本文采用Ⅱ型和Ⅲ型控制回路对改进型反激变换器进行控制。设计此类控制器的详细指南已在[44]中提出和讨论。Lm>10Gc-n10nRmaxTs2nGc3ð32Þ4.1. Ⅱ型控制设计及仿真结果其 中 Rmax 是 最 大 电 阻 。 利 用 （ 32 ） 式 ， 我 们 发 现 Lm 应 大 于 21lH。使用（28）和（29），电容值选择的标准确定如下：在外环中，所提出的类型II控制方案的传递函数由下式定义：T G s1米35C1>sð33Þf.1 sssTsC2>2Rmine334所提出的控制方案在原点有一个极点，一个可调的零/极点对（z和p）。这样的传递函数的相应幅度和相位可以如下获得：其中Rmin是最小负载电阻。对于这项工作，伏特-我不知道。ffiffiffiffiffiffiffiffiΣffiffiffi2ffiffi年龄变化e2和e3被认为是1%。因此电容的最小值选择为3：3lF。以下为在此过程中，组件的精确值是基于限制（23）。为了达到最小相位配置，表1修改后的反激式转换器的操作规范。E24VVO100- 150VR150 -300Xfs100kHz创4：1 - 6： 25jGfj¼1万2千pfr1ffiffiffi2ffiffipffiffifffiΣffiffiffi2ffiffi2pf表2改进型反激式转换器的电路元件。Lm165l HC1、C220lFn3Llk15l Hð36Þe¼3pwp0A. Goudarzian，A.Khosravi和H.Ali Raeisi工程科学与技术，国际期刊26（2022）1010079见图6。改进的反激式转换器的动态评估;（a）最坏的条件;即，VO 1/4150 V，E/424 V和150XR 300X;（b）<<最坏的条件;（c）建议和传统的建议的和传统的反激式转换器，适用于E¼24V、VO¼150V、R¼285。反激式转换器，适用于E<$24 V、VO<$100V、R<$285X;（d）22N sN_（12）p_f_c...布吕普.z0/420×log1 0. . Gf2pf。20×log10。. 2002年2月2日，快！0..N_（12）p_f_czp1.þk¼tand. Phaseboost 100 -100 -100-100零点和极点的位置可以根据k或相位提升如下获得z¼2pkfc 1/2吨。phaseboost1.45kHzð39ÞpfcFC40Þ1/4千吨。phaseboost相位升压器参考图7，在类型II控制器下的修改的反激变换器的环路增益可以如下确定：Glp¼Gfs×Msð41Þ对于第二类控制参数的设计，执行以下步骤：1）选择一定的交叉频率fc和a环路增益（41）的理想相位裕度PM; 2）通过下式确定转换器在fc处的传递函数的幅度（y1）和相位（u1）：y/420 ×log 10。jM2pfc j42u1¼\M2pfc-\N2pfc433) 所提出的控制器的频率响应包括在交叉频率处所需的相位提升，如图8a所示。环路增益的相位裕度（PM）是相位在-180°和控制器（相位boost- 90）和传递函数的相位（u1转换器处于环路增益交越频率。 因此，PM可以定义如下：PM¼-180三相升压-90瓦1瓦4瓦4瓦对于步骤3，通过以下方式确定所提议的II型控制器的必要相位提升：phaseboost¼PM-180μ-u1μ90μ 沪ICP备15024552号-14) 确定第二类控制器的零点和极点，（39）和（40）;5) 在交越频率处，环路增益的幅度应为0dB。考虑方程（41），应该计算wp0，使得满足以下关系：C0的情况。1- 2磅/平方英尺1z12pfc2pfcwp0N-2pfc. . 2002年2月2日，Σðc0¼20 × log10 @。.Σ. A≤20×log10. N2pf . ！0的情况。1- 2磅/平方英尺1 .一、Σ1¼20 × log10 @。.- 是 的A≤20× log10wp02pfcp2pfc。\Gf¼ta nd-1. 2pf-tan-tand-1。2pf-903720×log10。. 2002年2月2日，Σð46Þ其中f是控制器的频率。零点和极点的合成作用在可调交叉频率fc处产生90°的最大相位提升。将指数k视为极点与零点的比值这可以根据所提出的控制方案提供的相位提升来获得，如下所示：见图7。在经典控制器下的线性化系统模型的闭环框图。2CA. Goudarzian，A.Khosravi和H.Ali Raeisi工程科学与技术，国际期刊26（2022）10100710¼¼¼¼联系我们联系我们1 þp2pf cD提出的方法和常规方法如图10c所示，见图8。改进型反激变换器和传统反激变换器在所设计的II型控制器下的闭环操作之间的比较;（a）E<$24V、R<$285X和VO<$100V的环路增益Bode图;（b）各自的闭环Bode图。图8a示出了所设计的控制方案的频域响应。环路增益波特图的转换器下开发的II型控制器，如图8b所示。从这个角度来看，所提出的转换器的环路增益交叉频率是大于传统的转换器，两个受控转换器的相位裕度是相似的。从动态的角度来看，所提出的系统的稳定边界下设计的第二类控制器推导出使用MATLAB软件，如图9所示。稳定区域是所有闭环极点位于左手平面内的增益和输出电阻的空间。可以看出，所提出的系统可以对工作点的变化是鲁棒的。使用PSIM软件，在所设计的控制器下的两个变换器的闭环响应进行了比较。功率级组件如表2所示。此外，仿真中还考虑了参数的非理想性.为此，二极管电压降为0： 5V，电容和二极管的串联电阻为10m×，有源开关的串联电阻为100m×。针对如下六种情况获得模拟：情况1：图10a中示出了具有控制方案的改进型反激式转换器和传统反激式转换器的动态瞬态响应，其中R 为285X， E为24 V ，Vd100V，时间间隔为0t 0： 5s。<<从这个数字来看，建议配置的设置时间比其他配置小得多。情况2：图10a中示出了在t0： 此外，在相应的图中示出了情况1和2下的两个转换器的磁化电感器电流。可以看出，改进的变换器的平均磁化电流小于传统方法。这是一个重要的问题，在现实世界中，由于铁氧体磁芯饱和问题。情况3：考虑到输出电阻等于140X，电源电压为24V，参考电压为100V。图1给出了所研制的变换器和传统变换器的瞬态波形，包括输出电压和励磁电流。 10 b，时间间隔为0

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