开关七电平级联逆变器的重复控制策略应用于太阳能光伏微电网的功率管理和电能质量提升

工程科学与技术，国际期刊21（2018）639完整文章基于太阳能光伏电池的微电网中具有重复控制器的简化开关七电平级联逆变器新拓扑Buddhadeva Sahoo，Sangram KeshariRoutray，Pravat Kumar Rout印度SOA大学阿提奇莱因福奥文章历史记录：2018年1月17日收到2018年5月22日修订2018年6月5日接受2018年6月15日在线提供保留字：光伏电池MPPT技术减少开关级联逆变器（RSCI）LCL滤波器重复控制（RC）增量电导（IC）A B S T R A C T在这篇手稿中，提出了一种用于减少开关七电平级联逆变器（RSCI）的重复控制方法，用于基于太阳能光伏电池的微电网的有功和无功功率控制，提高了电能质量标准提出的重复控制方法适用于RSCI和per-turbus上的并网微电网集成光伏（PV）和电池能源进行了测试。为了获得最大功率，采用基于电导增量法（IC）的最佳最大功率点跟踪（MPPT）控制策略。电池储能系统在充电和放电两种操作模式下都由基于重复控制的RSCI控制，作为对PV的支持，以实现更好的功率管理。为了表明所提出的方法的可行性和鲁棒性，被认为是一个可变的辐照度输入到光伏单元。为了证明所提出的方法的实用性，并满足IEEE-1547电能质量约束，LCL滤波器被选择，以尽量减少电网侧电流水平的谐波失真。所提出的技术的改进性能是合理的，提出比较仿真结果与三电平中点箝位逆变器（NPC）与比例积分（PI）控制器。利用MATLAB软件，在恒定和变化的辐照度条件下，通过仿真研究了所提出的方法的有效性©2018 Karabuk University. Elsevier B.V.的出版服务。这是CCBY-NC-ND许可证（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。1. 介绍在能源发电领域，由于世界污染和能源危机，分布式发电已被作为一种解决方案与先进的半导体电力电子器件和智能电网技术相结合[1尽管配电发电系统在电力系统中扮演着重要的角色，但它也面临着展望并找到控制和保护的最佳解决方案的挑战[4光伏发电系统具有许多吸引人的特点，因此在各国的电力部门得到了广泛的认可和应用具体到配电系统，可再生能源部门选择PV，因为它允许小型发电机用于安装目的，并提供低或中等电压水平[7，14]。在基于光伏电池的微电网的实时应用中，基于电压源的先进电力电子器件将单级和两级逆变器用于功率变换系统。*通讯作者。电子邮件地址：routraysk@gmail.com（S.K.Routray）。由Karabuk大学负责进行同行审查在两级转换系统中，一个转换器用于将脉动DC转换为恒定DC，另一个转换器用于将恒定DC转换为AC，以获得更好的电能质量和效率[15]。为了执行单级转换系统，优选实施多电平逆变器而不是传统的电压源逆变器（VSI），因为它提供更多的电压电平，同时使电压误差和谐波最小化[16]。在可再生能源领域，为了提高发电能力和电力管理的可靠性，在不同的环境依赖的输入，最大功率跟踪控制需要实施。有许多方法适用于均匀和变化的辐照条件[17，18]。增量电导法广泛用于逆变器控制，以向电网或负载产生最大功率。 其偏好背后的吸引人的特点是改进的结果且易于在数字控制器中实现基于三电平中性点箝位逆变器（NPC）、飞跨电容逆变器（FCI）和级联逆变器（CI），各种研究人员提出了各种多电平逆变器（MLI）拓扑[20，26]。然而，这些类型的逆变器的更好解决方案的主要限制是需要大量的电力电子开关，电容器和二极管。此外，随着电压电平的增加，https://doi.org/10.1016/j.jestch.2018.06.0072215-0986/©2018 Karabuk University.出版社：Elsevier B.V.这是一篇基于CC BY-NC-ND许可证的开放获取文章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。可在ScienceDirect上获得目录列表工程科学与技术国际期刊杂志主页：www.elsevier.com/locate/jestchPPVRsIIphDpIpRpVId公元前640年Sahoo等人/工程科学与技术，国际期刊21（2018）639组件也增加了有必要在设计阶段关注集成变换器的配置和控制方面，以找到设计简单、成本效益高、更好的功率控制和电能质量问题的解决方案PI控制器由于其结构简单、成本低廉等优点，在实时控制领域得到了广泛的应用然而，这些控制器的性能取决于它们的增益参数。由于使用恒定的增益参数，这些控制器不能显示其最佳性能的变化，在不同的操作条件下的系统和输入的变化。为了提高控制器的性能和克服PI控制器的局限性，许多作者提出了各种建议，如模糊整定PI控制器、自适应PI控制器、自整定PI控制器和进化优化PI控制器等。[27另一种可能性是对控制器使用不同除了功率控制之外，逆变器控制还需要消除THD。在这方面，重复控制（RC）可以以有效的方式跟踪或消除周期性信号，特别是在闭环系统应用的情况基于RC的控制器由于其优越的误差消除特性，可有效跟踪或消除任何周期信号，包括任何阶次谐波[30RC控制器的应用已广泛研究了多电平逆变器，在这项研究中。LCL滤波器用于进一步减少逆变器侧（AC）电压和电流的谐波失真，并作为其抑制谐波引起的电压突变能力的保护[37，38]。基于光伏电池的微电网系统的主要关注点之一-这些问题的关键是其不可预测、非线性和波动的性质。 由于电力电子器件的广泛使用，电能质量问题降低了系统的运行性能。高功耗工业部门的迫切要求需要具有更好的电源管理、电压和频率控制的中高压配电系统。电网连接的可再生能源系统伴随着电池储能，适当的滤波器和适当的逆变器控制，以克服所有这些上述问题。本文设计和研究了一种集蓄电池储能、LCL滤波器和简化开关七电平级联逆变器（RSCI）于一体的三相太阳能光伏并网系统。在固定和变化的辐照度条件下，得到了该系统的可行性的提出的基于重复控制和增加电导（IC）的控制方法具有调节MPPT、消除谐波、更好的功率控制和电池充放电条件的能力所提出的方法进行了验证，结果表明，一个更好的潮流控制，提高电能质量，提高效率和可靠性。本文的主要贡献与其目标一致，如下：设计一重复控制器以进行功率控制调整。设计了一种适用于储能光伏微电网的RSCI将MPPT技术与不同辐照条件相结合，以提取最大可用能量。确保谐波水平符合IEEE-1547标准，以更好地改善电能质量。手稿的其余部分协调如下。第二节介绍了光伏发电系统和减少开关七电平级联逆变器（RSCI）的建模。本节还介绍了LCL滤波器控制MPPT，矢量，tor选择，d-q电流和电池条件以及重复，itive控制在第3节中描述。在第4节中，在各种操作条件下的仿真结果进行了演示和分析，以证明所提出的方法在实时应用中的适用性。第5节总结了手稿提到的输出分析和这项工作的结果。2. 建模测试系统包括基于光伏电池的微电网与电网支持RSCI逆变器控制被认为是为了验证图二. 单二极管光伏电池的等效电路。IpvVdcVaVbVcCAPLLDq转换IaVSDVSQID 网格IBPLLIc/Dq转换IQVCA太阳能Lbat一种减少开关量的七电平级联逆变器LCL滤波VbatteryCBIaIBIC直流IPVVCA+_Vcb*eVca+_K2VDC_VDC+Vca*-Vbattery+_eVcbK1VCAP*q*我*p*VSDq*V平身_ID网格数据D+V2V2RC控制器sd sqq*Vsdp* Vsq电池条件Iq*+_V2V2sd sq智IQRC控制器网络管理块MPPT控制（IC方式）空间矢量脉宽调制Fig. 1. 集成光伏和电池存储的控制系统框图。●●●●-ref;w-SOaKTwWB. Sahoo等人 /工程科学与技术，国际期刊21（2018）639-653641建议的方法。图1以框图形式示出了整个系统以及其他相关组件，例如LCL滤波器、PV电池存储器和控制器单元（A）、Gref和Gw分别为参考辐照度和工作辐照度条件（W/m2）。电池饱和电流（Io）取决于电池温度，并表示为[8. Tw2013光伏电池的单二极管模型的等效电路，T参考值.Q.Eg;TAKT参考值EgTTw由光产生的光电流（Iph）、二极管（Dp）、并联电阻（Rp）和串联电阻（Rs）组成。二、对于理想的PV电池，总电流（I）计算为[3，4]：其中Ion是在参考温度（K）和太阳辐照度（W/m2）下电池的反向饱和电流。Eg;T是PV电池的材料带隙（eV）例如，Tw表现出小的温度依赖性，. .QVΣI/Iph-IoeNsakTw！VIRRp并计算为[8ð1Þ例如，Tw]ref-TW×1/2 - 0：0002677千兆吨g;T参考¼E其中，1.eqV -1其中E g;Tref 对于硅电池为1.121 eV。由于上述方程的隐式和非线性性质，很难得到PV模型参数的解析解在恒定的温度和辐照度下工作。光电流（Iph）高于电池饱和电流（Io），因此光电流（Iph）小。其中Io是单元饱和暗电流（A），q是电子的电荷（C），K是玻尔兹曼常数（J/K），Tw是单元的工作温度（K），并且对于固定温度和太阳辐射条件，PV电池的电压和电流关系计算为[5光电流在短路条件下，忽略二极管和漏电流IphGW1/4G参比品þKiðTw -T参考 ÞÞ ð3Þ其中Ns是已知的串联连接的PV电池的数量，Tref是电池的参考温度（K），Ki是电池短路电流温度系数（A/K），Isc是电池的短路电流，图五. 两相RSCI电路图。图3.第三章。 不同辐照条件下的P-V特性曲线。（a）功率（W）与电压（V）曲线（b）电流（A）与电压（V）曲线。见图4。 在不同温度条件下的P-V特性曲线。(a)功率（W）与电压（V）曲线（b）电流（A）与电压（V）曲线。C1D2S1S2T1T3Lf+的网格-D1 C2T2T4IoIonexpð4Þ-1Id-3NsaKTw-C1D2S1S2T1T3Lf+的网格-D1C2T2T4C1D2S1S2T1T3Lf+的网格-D1C2T2T4C1D2S1S2T1T3Lf+ 的网格-D1C2T2T4C1D2S1S2T1T3Lf+的网格-D1C2T2T4C1D2S1S2T1T3Lf+的网格-D1C2T2T4C1D2S1S2T1T3Lf+的网格-D1C2T2T4642B. Sahoo等人/工程科学与技术，国际期刊21（2018）639选择。短路电流（Isc）几乎等于光产生的光电流，并表示为：Iph¼Isc600对于开路条件下，开路电压（Voc）是calculu，通过假设输出电流为零。由于忽视了2.2. 简化开关七电平级联逆变器（RSCI）的建模RSCI包含一个全桥三相逆变器和一个电容选择电路级联。逆变器工作在上半周期（+ve）和下半周期（ve）。假设功率电子开关和二极管是理想的，两个电容器两端的电压恒定，等于Vdc，并联漏电流（I）、反向饱和电流（I）在2V3时p对参考温度可以计算为[11，12]：IIsc[23，24]。由于来自发电侧的输出电流（PV）与电网电压同相，所以逆变器侧的输出电流（RSCI）也与电网电压同相。7格。逆变器的运行大致分为8种模式对 经验值1/4qVoc -1为了验证PV模型，其性能特征功率(W) 在不同辐照度和温度（T act）条件下的电压（V oc）与电流（Iph）的测试结果在图1和图2中示出。[13]第三节：[14]。工作模式：4种模式属于上半周期（+ve），另外4种模式属于下半周期（ve）。图5展示了两相RSCI[25]的电路图。图1给出了（a）情况1、（b）情况2、（c）情况3和（d）情况4的上半周期七电平逆变器的工作等效电路图。 六、C1D2S1S2T1T3Lf+的网格-D1C2T2T4C1D2S1S2T1T3Lf+的网格-D1C2T2T4(a)（b）第（1）款（c）第（1）款红线表示开关的导通和电流方向（d）其他事项见图6。 上半周期七电平逆变器的工作等效电路图，（a）情况1，（b）情况2，（c）情况3，（d）情况4。(e)（f）第（1）款（g）（h）见图7。 下 半周七电平逆变器工作等效电路图，（e）情况5，（f）情况6，（g）情况7，（h）情况8。3L1L2RsVinvVgridCS33333-3DCB. Sahoo等人 /工程科学与技术，国际期刊21（2018）639-653643对于上半周期（+ve）：情况1-在这种操作情况下，如图6（a）所示，S1和S2开关都关断，因此电容器C1通过D1释放电流，同时二极管短路。输出电容器的电压为Vdc。在此操作期间，电压源逆变器的电力电子开关T1和T4处于接通状态。此时，RSCI输出电压等于电容器选择输出电压，这表明RSCI输出电压年龄为Vdc。情况2-在如图6（b）所示的这种操作情况下，开关S1为OFF，S2为ON状态，因此电容器C2已放电图1给出了（e）例5、（f）例6、（g）例7和（h）例8下半周的七电平逆变器的等效电路图。7.第一次会议。在下半周期，RSCI的手术也进一步分为4例。通过比较图6和7的电容器选择，灰电路是相同的两个半周期和一个区别是，而不是T 1和T4，T 2和T 3的条件下，三种情况5，6和7。最后第8种情况T2导通，为了电感电流的连续传导，开关T4的反并联二极管导通。完成两个周期后，逆变器分别给出七个电压电平：Vdc，2Vdc，V和零。通过S2和D2的电流，此时S2和D2短路。由于这种情况，电容器输出电压为2Vdc。这里，开关T1和T4也与前一种情况同时处于接通状态。因此，RSCI输出电压为2Vdc。案例3-在此操作情况下，如图所示。 6（c）开关S1处于ON状态。由于S1导通，D2反向偏置.开关S2不能反对的电流流动，因为它是ON条件期间，ING该时期。为了避免S2的切换，开关可以是ON或OFF。在这种情况下，电容器C1和C2同时放电，并给出输出电压Vdc。与前一种情况一样，开关T1和T4在此期间接通情况4-在这种操作情况下，如图6（d）所示，开关S1和S2都是关断状态，电容器输出电压为Vdc。在这种情况下，由于T4为ON，因此正输出cur-RSCI的电流通过滤波电感器。为了实现滤波电感（Lf）电流的连续导通，需要开关T2的反并联二极管处于导通状态。此时，RSCI电压为零。通过对上述情况的分析，得出了RSCI输出电压的变化规律。在上半周期中引入的电压分别为Vdc、2Vdc、Vdc和零RSCI处开关的导通由空间矢量脉宽调制（SVPWM）技术[21，22]。三电平逆变器像两电平逆变器一样操作。如图5所示，该设计包含一个电压源逆变器和两个用于操作VSI的被命名为S1和S2的其他开关除此之外，其他两个电容器和二极管也被使用。图8通过添加两个额外开关（T5，T6）演示了三相RSCI的电路图。开关通过改变导通角来导通。表1和2包含所有的开关，荷兰国际集团的状态顺序为上半周期和下根据公用侧要求，RSCI必须切换为两级。为了增加滤波器电流，其中一个电压电平高于公用电压，并且为了减小滤波器电流，另一个电压电平低于公用电压。以上述方式，可以控制RSCI的输出电流以跟踪参考电流。2.3. LCL滤波器的设计为了抑制逆变器和非线性负载产生的谐波，根据系统要求设计了LCL滤波器。3 3与上半周期（+ve）类似，在下半周期（ve）中，RSCI的输出电压也相同但具有相反的符号。歌剧院-[37，38]。将KVL应用于LCL滤波器的等效电路图，如图9[37]所示：交交见图8。 三相RSCI电路图见图9。 LCL滤波器电路图。表1对于上半周期（+ve）：（3相）开关状态。S1 S2 T1 T3 T5 T4 T6 T2 T（+）UV dc，VV dc，V dc，Vdc3U U3UUUVdc✘ ✘ ✘ ✘ ✘ ✘ ✘UZero表2对于下半周期（-ve）：（3相）开关状态。S1 S2 T1 T3 T5 T4 T6 T2T（-）直流电压Vdc32Vdc3Vdc✘ ✘ ✘ ✘U✘ ✘ ✘ Zero*C1D2T1T3T5S1S2Lf网格D1 C2 T4 T6 T21/4b2000年b¼1K网LTSW2一Csx2DTDTDLmaxs¼¼max644B. Sahoo等人/工程科学与技术，国际期刊21（2018）639Vinv¼VgridVinv¼VgridI¼1ZVref-Vdt1ZVhð8Þ1999年电容器尺寸（Cs）根据基电容计算如：Cs¼ 0：01= 10：05×Cb13 Ω网格L在v网格v中的L在Eq。为了设计滤波电容器，电网的功率因数变化假定在5%以内。最大电流-IhIinVVVdc我，我，t，Tð10Þ表示电网电流（A）、电网谐波RSCI处的租金波动最大值表示为：DIL最大值：1-mΩm ×TswΩ 14 Ω网格网格d软件;3L1电流（A）、延迟时间（s）和切换时间（s）。LCL滤波器的设计参数L1、L2、Rs和Cs由线间逆变器输出电压（VLL）（V）、谐振频率（Fres）和电网角频率（单位：Hz）其中L1和m分别表示逆变器侧滤波器和SVPWM的调制指数考虑m的值为0.5，最大电流纹波可以参考等式2计算（14）作为：V（x网格）。通过取上述参数，和电容（Cb）计算如下：IDC;6Fsw L1ð15ÞV2ZLLPrð11Þ为了获得最大纹波电流，额定电流的10%纹波被考虑用于计算L1。C112x网格ZbDIL;max ¼0：1Imax16 mmpIP r 23VphLVdc6FswDIL;maxð17Þð18ÞLCL滤波器设计为将预期电流纹波降低至20%，并考虑到q1110 203040SW为了防止系统的谐振条件下，电阻"VOLTAGE（V）见图10。 IC法R13xresCsð20Þ其中，xres<$qL<$1L<$2Z（s）见图11。 RSCI的闭环控制图十三. RC控制器框图。见图12。 采用RC控制器的控制回路框图。dI（一）第一章）dv Vdv VdI（第MPP左侧MPPMPP右侧dv VdI（第一R（s）+_Eo（s）U（sD（s）Y（s）C（sG（sE（s++L（s）esTpQ（s）功率（P）L1L 2CsL2¼ð19ÞDVVB. Sahoo等人 /工程科学与技术，国际期刊21（2018）639-653645表3系统参数。太阳系数据（1000 W/m2，25 + 273 K）表征规范典型最大功率（Pmax）210.1 W最大功率时的电压（Vmax）37.5 V最大功率时的电流（Imax）5.602 A短路电流（Isc）6.04 A开路电流（Voc）44 V串联电阻（Rs）0.221O并联电阻（Rp）415.405O玻尔兹曼常数（K）1.38065 * 10- 23 J/K电子电荷（q）1.602 * 10- 11 C硅电池的材料带隙（Eg，ref）1.12 eV理想因子（a）1.3 eV短路电流温度系数（Ki）0.0032 A/K LCL滤波器数据表征规范线对线逆变器输出电压（VLL）143.66 V相间电压（Vph）117.3 V额定有功功率（Pr）558 W开关频率（Fsw）40 * 103 Hz电池数据表征规范电池电压（Vbat）60 V应用EGY的目的是消除空间矢量脉宽调制中的谐波失真。3.1. 基于电导增量的MPPT算法通过比较光伏阵列的阻抗和逆变器的有效阻抗反映在阵列的终端，最大功率点（MPP）跟踪在IC的方法。通过选择增量因子或占空比“M”的最佳值来遵循迭代方法图10展示了IC方法的斜率图。对于IC方法，遵循PV阵列功率特性的斜率，并且其基于PV阵列功率曲线的斜率在最大功率点处为零、输出功率值小于MPP时为正、输出功率值大于MPP时为负的概念[18，19]。该算法是制定，通过区分光伏输出功率相对于电压，并使其为零，根据实现MPP的条件。dp d dIdV<$vv21000000上面的等式近似地导致dID I Im电池电感（LBat）5 mH）dVDV¼-Vmð22Þ3. 控制技术在本节中，介绍了本研究中采用的各种控制策略。为了提取最佳功率，采用了基于IC方法的MPPT控制算法一种饲料-其中，这表明可以评估操作点位置，无论其是远离还是靠近MPP。因此，明智地计算增量在数学上，电压源区域和电流源区域的整个过程可以表示如下：基于d-q轴合成的后向控制策略也是实现的用于电池电源管理，以增强系统的效率和控制。此外，重复控制策略，dV-V）M¼MDM左侧MPP 23-V）M¼M- DM右侧MPP 24在MPP时;dI<$4-I）M<$4M <$25℃3.2. 电池能量管理通过如图1所示的网络监控块，可以确定公用事业部门图15. （a）NPC逆变器的输出电流（b）电网的输出电流。1/4qSD平d¼646B. Sahoo等人/工程科学与技术，国际期刊21（2018）639图16. 逆变器侧电流的THD计算。由建议的逆变器（RSCI）控制调节。上述条件将通过考虑太阳能参数、电网参数和电池参数来实现。使用Parkp¼Vsd IdVsq Iq 26q¼Vsq Id-Vsd Iq27 Ω其中，“Vsd”和“Vsq”表示d-q轴电网电压（V）;“id”和“iq”表示d-q轴上相应的逆变器电流（A）。图19. 逆变器侧电流的THD计算。能源在放电操作模式下，当无法提供所需功率时，它支持PV系统。本研究中的蓄电池功能起到辅助支持的作用，在缺电时利用剩余电量，提高光伏运行的可靠性和效率。所提出的测试系统的电池能量控制管理如图1所示。在这种控制拓扑中，当电网中有过量的电力可用时，电池将吸收电力，并且当电网不能支持期望的电力时，电池将类似地供应电力。计算出的参考电压矢量进一步用于确定矢量图中的适当扇区，需要根据电容器电压的相对误差正确地选择最短矢量，如等式10所示（30）、（31）。相应的d轴和q轴逆变器电流可以根据所 需的有功功 率 和无功功率（p<$andq<$）使用等式推导得出。（26）、（27）如下：eVCaV ωCa-VCaVCað30ÞipωVsd-qωVsqV2 2128伏CbVωCb-VCbVCBð31ÞqωVsdVsqpωV其中VωVω表示所需电容器电压（V），VCa，isd-sqV2-V2ð29ÞVCB 表示电容器“Ca”两端的实际电容器电压（V）逆变器期望电压矢量的计算采用解耦控制策略，并通过RC控制器实现。电池在两种操作模式下操作，以转换指定量的功率。在充电模式下，电池将从PV的可用盈余中接收电力图17. 网侧电流THD计算。通过如上所述的这种方法的最短矢量选择用于确定电容器的选择是处于充电模式还是放电操作模式。选择正确的短矢量的决定主要取决于相对短矢量、电容器电压的相对误差及其对控制系统行为的重要性。采用该思想，判定函数图20. 网侧电流THD计算。图18. （a）逆变器输出电流（b）电网输出电流。¼CACB”（《说文》¼B. Sahoo等人 /工程科学与技术，国际期刊21（2018）639-653647图21岁 按固定辐照度：（a）有功功率（b）无功功率（c）光伏输出电压（d）蓄电池充放电（e）逆变器输出电流（f）电网输出电流。648B. Sahoo等人/工程科学与技术，国际期刊21（2018）639E¼K1eVCa-K2eVCb电容器电压的每个相对误差与增益“K 1”和“K 2”值组合相关联的增益' K 1 '和' K 2 '的相应值然而，在这个应用中，建议使用不同的K1和K2值完全取决于他们所需的电容器电压的情况下，不平衡的电容器电压应用。通过IC方法控制光伏系统，并且（33）和（34）。V ωCa¼V 电池33ΩVref-VCa¼VωCb±34Ω在每个时间步中，短矢量的选择取决于“E”的极性在任何时间步长中“E”的正号的情况类似地，在“E”的负号的情况下根据如图1所示的所提出的控制系统， 1，通过使用所需电压矢量和所施加电压的相应实际定时，可以计算所需有功功率（p/），无功功率（q/）由RSCI产生。此外，还尝试在发电侧通过最大功率点跟踪（MPPT）控制，以（V ω dc -VCa）为参考值，实现VCb（K2K1）的鲁棒控制。 此外，还可通过电池电压参考值“V bat”灵活控制V Ca[29]。通过使用判决函数“E”以及给定的参考值，可以确定适当的短路电压矢量以实现所请求的电压矢量通过最优MPPT控制，系统可以产生最大可用功率（Ppv）。除此之外，通过在电网侧生成期望的电压矢量，可以满足电网的期望功率（p/）。所提出的控制系统还自动地控制VCa，使得多余的功率被供应给电池，并且在功率不足期间，从电池存储器吸收功率在所提出的系统中，电池电感器用于平滑电池电流，主要是在干扰条件下。对于操作，可以选择宽范围的电感器值，但是减小电感器值将增加电池的过冲，并且该值完全取决于电容器值和电压的波动。从尺寸和成本的角度来看，电感的值选择为5 mH。3.3. 重复控制器提出了频域重复控制策略.它是基于Z域中的离散时间傅立叶变换设计和分析的[30，31]。框图表示-图22. 逆变器侧电流的THD计算。图23. 网侧电流THD计算。1/4便士E-0B. Sahoo等人 /工程科学与技术，国际期刊21（2018）639-653649RSCI的闭环反馈控制器的实现如图11所示。非线性负荷、电力系统波动、非线性时滞等各种扰动都会在实际系统中产生一定的低次谐波。通过使用传统LC和LCL滤波器，不足以消除倾向于在输出波形中注入高THD的低次谐波为了减少低次谐波，此外，可以通过调节周期信号发生器的时间延迟e-STp来补偿“Q（s）”的相位延迟RC控制器在周期信号情况下的功能是产生具有以下倍数的输出频率：整数和周期频率为k×p。时间段Tp可以是计算为：在电网侧施加电压时，有必要设计一个合适的控制器。系统的状态空间模型表示可以表示为：Ys Gs ω U s D s35T2PXp闭环传递函数可以表示为：CsGsð38ÞUs Cs ωRs-Ys36如图12所示，其中R（s）是参考输入信号，C（s）是控制器，G（s）是逆变器，D（s）是扰动，Y（s）是控制器。（s）是闭环系统的输出跟踪误差E0（s）Hs1CsGs39类似地，根据没有RC的原始系统的跟踪误差“E 0（s）”来表示RC控制器的跟踪误差由于控制输入U（s）和D（s），闭环系统的E s E S1-Qse-STp40由下式给出Rs Ds2019 - 01 -2200：00：00ð37ÞðÞ ¼0ðÞ ×1-ð½1-LðsÞ]×QðsÞe-STpÞðÞ4. 结果图12示出了具有闭环系统模型的RC控制器实现。跟踪误差在馈送到主系统控制器之前由RC控制器图图13展示了RC控制器的拓扑结构。滤波器“L（s）”充当学习滤波器以补偿如RC控制器所“Q（s）”滤波器的功能在MATLAB中建立了仿真模型，验证了该方法的有效性。给出了三电平中点箝位逆变器采用PI控制和采用重复控制的RSCI在固定和可变辐照度条件下的所提出的系统的模拟参数如表3所示。图24岁 通过固定辐照度：（a）逆变器的相间电压（b）中点引起的逆变器相电压（c）逆变器相对于中点的滤波相电压。650年Sahoo等人/工程科学与技术，国际期刊21（2018）639图25. 通过改变辐照度：（a）有功功率（b）光伏输出电压（c）蓄电池充放电（d）逆变器输出电流（e）电网输出电流（f）a相电网电压和电流。B. Sahoo等人 /工程科学与技术，国际期刊21（2018）639-6536514.1. 案例1：带PI控制器的三电平中点箝位（NPC）逆变器4.1.1. 固定辐照度条件NPC MLI拓扑用于生成所需的电压电平，其在一个支路中包括四个电力电子开关和两个箝位二极管，因此其总共包含12个开关、6个箝位二极管和两个电容器[10，11]。考虑到这种拓扑结构与PI控制器，系统产生所需的逆变器输出电流和电网电流。 图图14展示了适应这种方法的正、负和零序电压分量。逆变器和电网侧母线的输出电流如图所示。 十五岁这一结果在Fig.15（a）在逆变器电流的情况下，指示谐波失真，并已被删除的集成LCL滤波器，如图所示。 15（b）. 图图16、17示出了通过快速傅立叶变换（FFT）分析在50 Hz基频下对逆变器电流的四个周期的谐波评估。根据IEEE 1541标准，5.38%的THD太高，因此需要进一步改进以用于实时实现，特别是LCL滤波器的使用通过将THD水平从5.38%降低到0.48%，在改善上述电能质量问题方面起着至关重要的作用，如图17所示（图17）。 16）。4.1.2. 变辐照度条件在不同的辐照度条件下，对同一系统的LCL滤波器的性能进行了测试。 图 18显示模拟电网侧和逆变器侧电流的结果从图的结果。 18（a）清楚地表明谐波失真的情况下，逆变器- ter电流由于存在的非线性逆变器。然而，如图18（b）所示，使用LCL滤波器来减少上述电力质量问题的谐波水平的有效性反映在电网通过在50 Hz基频下使用FFT技术计算4个周期的逆变器侧电流THD水平，证实了这一分析。图图19和图20指示通过实施LCL滤波器THD值从5.68%到0.18%的高度减小。从上述结果的发现中，反映了LCL滤波器需要产生三电平电压以及MLI的设计需要更多的开关用于操作的限制这促使通过在所提出的方法中采取上述限制来设计对集成滤波器模型4.2. 案例2：具有重复控制器的4.2.1. 固定辐照度条件：图21示出了逆变器的有功功率、无功功率、PV输出电压和输出电流、电网的输出电流以及电池电流的充电和放电的时间变化。在该系统中，有三个光伏单元串联连接，使光伏组件。在本研究中，假设在额定光伏系统中辐照将产生Iph= 5.6A，产生的电压输出为117.3Vdc，电流输出为4.75A。最后，产生558 W的总有功功率图26. 逆变器侧电流的THD计算。表4逆变器电流三电平和七电平逆变器之间的谐波电流分析（固定辐照度）。逆变器谐波电流分析（固定辐照度）带PI控制器的三电平逆变器的FFT分析报告带RC控制器的七电平逆变器的FFT分析报告总谐波失真（THD）= 5. 38%总谐波失真（THD）= 0. 46%谐波阶数频率（HZ）谐波%角度（度）谐波频率（HZ）谐波%角度（度）000.03900 00.119015010001 501000.121000.7379.92 1000.2059.231500.46267.83 1500.2939.842000.11242.24 2000.1716.652500.4805 2500.1140.363000.2539.86 3000.13073500.3529.77 3500.12084000.58167.58 4000.08094500.1409 4500.050105000.1451.610 5000.050115500.2134.211 5500.030126000.25222.212 6000.03262.2136500.50204.013 6500.03235.5147000.68122.114 7000.02240.4157500.6094.215 7500.01257.7-652B. Sahoo等人/工程科学与技术，国际期刊21（2018）639表5逆变器电流三电平和七电平逆变器之间的谐波电流分析（变辐照度）。逆变器谐波电流分析（改变辐照度）带PI控制器的三电平逆变器的FFT分析报告带RC控制器的七电平逆变器的FFT分析报告总谐波失真（THD）= 5. 68%总谐波失真（THD）= 0. 18%其最初在662 W到445 W的范围内变化，直到时间间隔t = 40 ms，如图21（a）所示。图21（b）类似地指示无功功率变化，并且示出在时间间隔t = 100 ms期间从零到250 VAR传输到电网的无功功率的初始变化。由于电容器的存在，系统能够产生所要求的无功功率。图 21（c）示出了PV模块的输出直流电压变化。在基于PV的微电网的情况下，电池能量管理对于提高效率和可靠性至关重要。控制策略和规划是要实施的电池充电在高峰期和放电的电池能量，以满足赤字权力图21（d）中示出了电池功率利用率的时间变化。在电池放电操作期间，电流额定值在0-40 ms的时间间隔期间达到1.9 A所提出的方法的有效性在图21（e-f）中在谐波最小化方面示出，并且将系统特性几乎转换为线性行为。这表明，与情况1三电平NPC逆变器相比，LCL滤波器的依赖性较小。FFT分析清楚地表明了这一点，显示出THD的降低水平为0.46%，而没有使用LCL滤波器，如图所示。22岁然而，在Fig. 23通过使用具有0.22%的THD水平电网侧电流的LCL滤波器来实现进一步增强的性能。由于LCL滤波器在电压突变情况下具有系统保护的优点，因此在该方法中考虑了LCL滤波器的集成。图24示出了逆变器的相间电压、由于中点引起的逆变器的相电压以及逆变器的滤波后的相电压相对于中点的时间变化。所提出的基于RC控制器的RSCI与图24（a和b）所示的三电平中性箝位逆变器相比产生更多的电压电平。所提出的逆变器相对于中点的滤波后的相电压在图24（c）中示出，具有最小的谐波失真。4.2.2. 变辐照度条件假设通过改变太阳辐照度，光伏组件将分别在0 s、0.04 s和0.1 s的时间间隔内产生4.2 A、3.5 A和5 A的短路电流。光伏组件的输出电压分别为114.5Vdc、113.2Vdc和116.04Vdc，相应的电流分别为3.7 A、3.2 A和4.4 A。系统的相应功率如下获得：分别为362.24 W、423.65 W和510.52 W，平均功率计算为481.52W。 在该模拟研究中，发现有功功率的范围在480 W至482 W的范围内，如图所示。 25（a）并满足向电网供电的必要电力需求。 图图25（b和c）分别示出了PV输出直流电压和通过电池电流变化的相应电池充电和放电条件。这表示根据集成PV发电的电池能量管理如果PV发电在低于要供应给电网的额定功率或在故障操作条件期间图25（d）示出了逆变器输出电流，图25（e）示出了具有较低THD的电网侧电流 图图25（f）示出了电网的P.U传导中的单相电压和电流，并且其同相条件指示始终为零无功功率。 图图26示出了通过使用FFT的逆变器侧电流的THD水平。结果清楚地表明，通过使用所提出的技术与总谐波失真值为0.18%的最小化的谐波水平。4.3. 案例3：谐波分析表4给出了在固定辐照度条件下三电平逆变器和拟议的七电平逆变器之间的逆变器谐波电流分析。类似地，表5显示了在不同辐照度条件下三电平逆变器和所提出的七电平逆变器之间的逆变器谐波通过FFT分析，该方法的总谐波失真（THD）值在固定和变化辐照度条件下分别为0.46%和0.18%，而传统三电平逆变器的THD值分别为5.38%和5.68%。结果表明，通过实施所提出的方法，测试系统存在更好的电能质量。5. 结论针对基于储能的光伏微电网系统，提出了一种基于RSCI的多电平逆变器。此外，基于增量电导算法的MPPT技术被应用于提取固定和不同辐照度条件下的最大可用能量。为了进一步提高性能，重复控制策略的实施，而不是PI控制器连同RSCI。为了保证其实时应用的可能性，谐波水平通过以下方法计算THD值：谐波阶数频率（HZ）谐波%角度（度）谐波频率（HZ）谐波%角度（度）000.082700 0027015010001 50100021000.6975.82 1000.03180.231500.61258.43 1500.1151.542000.29244.14 2000.01180.752500.458.85 2500.13138.763000.2476.56 3000.01182.373500.3180.27 3500.0258.684000.74158.18 4000.01182.494500.2109 4500.03143.7105000.16105.610 5000183.2115500.08011 5500.0166.5126000.242