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工程科学与技术,国际期刊22(2019)1077完整文章低功耗应用中采用多通环互补电流控制Vivek JangraSahar,Manoj Kumar印度新德里Guru Gobind Singh Indraprastha大学信息、通信和技术学院阿提奇莱因福奥文章历史记录:2018年9月9日收到2019年2月3日修订2019年2月26日接受在线预订2019年保留字:互补电流控制延迟元件IMOS低功耗相位噪声A B S T R A C T在这项工作中,宽带低功耗压控振荡器(VCO)的设计采用了一种新的差分延迟单元与互补电流控制机制和反型MOSFET(IMOS)变容二极管。VCO输出振荡频率的变化是通过改变延迟单元的电容来实现的,该延迟单元使用了含有两个并联PMOS管的IMOS变容二极管。该三级压控振荡器采用180 nm CMOS工艺设计,电源电压为1.8 V。通过改变IMOS的源/漏极电压VDD和背栅电压VDD来改变IMOS变容管的电容。电源电压从1 V到2.4 V的变化提供了从1.893 GHz到7.926 GHz的输出频率,功耗为0.953 mW,24.261 mW,IMOS变容二极管宽度为5m m。结果已扩展为IMOS宽度为10m m,15m m和20m m。采用电源调谐方法,调谐范围达到122%。源漏电压从1 V变化到2.4 V,输出频率从6.373 GHz变化到5.460 GHz,功耗为9.62 mW。对于宽度为5、10、15和20μm的IMOS,在源/漏极电压-此外,从5.895GHz到6.406GHz的频率变化已经被实现。在1.8V电源电压下,VCO的相位噪声为-90.67dBc/Hz@1MHz,品质因数(FoM)为172.86dBc/ Hz。©2019 Karabuk University. Elsevier B.V.的出版服务。这是CCBY-NC-ND许可证(http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/)。1. 介绍压控振荡器(VCO)是锁相环(PLL)系统的重要组成部分,该系统设计用于高速数字电路、频率合成、时钟恢复和通信系统,因为它为同步和时钟控制等系统提供初始定时[1VCO是功耗最低的模块,因此低功耗是良好性能的标准在文献中,VCO可以使用基于电感 器 - 电 容 器 ( LC ) 槽 的 电 路 和 基 于 互 补 金 属 氧 化 物 半 导 体(CMOS)环的拓扑结构来设计。LC储能电路压控振荡器保持了较高的工作频率和较好的噪声性能,但电感和电容的组合需要较大的芯片面积,增加了寄生*通讯作者。电子邮件地址:vjangra@amity.edu(V. Jangra)。由Karabuk大学负责进行同行审查电容导致更窄的调谐范围[4]。另外,基于CMOS的环形VCO不需要片上电感,并且随着封装密度的提高,具有更宽的调谐范围在超大规模集成电路中,降低功耗的常用技术是电压缩放。此外,由于延迟单元的控制电压不覆盖电源电压的整个范围,因此需要正栅极电压来将延迟单元的晶体管保持在合适的操作区域在低电源电压下,受限的输出电压摆幅会降低VCO性能。随着设计技术的不断发展和集成度的不断提高,对低电压工作的要求也越来越高,这给低功耗、宽调谐范围CMOS压控振荡器的研究带来了巨大的挑战。单端环形振荡器中使用的高速时钟产生的工作频率一直由负偏斜延迟技术[5]坚持。在基于差分延迟单元的环形VCO的情况下,提出了各种方案,如双延迟路径、多反馈环路、多通环路,以控制相位噪声并减轻工作频率以及调谐范围[6一般来说,这些VCOhttps://doi.org/10.1016/j.jestch.2019.02.0112215-0986/©2019 Karabuk University.出版社:Elsevier B.V.这是一篇基于CC BY-NC-ND许可证的开放获取文章(http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/)。可在ScienceDirect上获得目录列表工程科学与技术国际期刊杂志主页:www.elsevier.com/locate/jestch四分之一ð Þ ðÞ--1078V. Jangra,M. Kumar/工程科学与技术,国际期刊22(2019)1077用有源器件实现以调节工作频率,而传统VCO控制电压由于有源器件需要正栅极电压而不能因此,控制电压将随着电源电压的降低而降低。正栅极电压的变化改变了控制电压的特性,从而限制了有用的范围,并且已经实现了最大频率。为了克服这些约束,一个互补的电流控制结构报告,文献[9]和这种方法提高了最高的操作通过VCO电路仿真提取的讨论。最后,第五部分对工作进行了总结。2. 系统描述环形振荡器包括延迟级,并且每一级向环中的下一级提供输入对于传统的VCO,振荡频率由延迟单元的延迟级的数量和传播延迟时间给出(一).频率以及VCO的调谐范围。同样,缩放也降低了限制频率的电源电压f12Nsdð1Þ调音电源电压的下降降低了控制电压的有效范围。因此,需要低损耗变容二极管来维持VCO中的宽频率调谐。变容二极管由可变电阻和电容组成.基于MOS的变容二极管通常用于取决于较高掺杂水平的较高Q因子因为它降低了电阻损耗和相位噪声[10,11]。基于MOS的变容二极管类似于具有源极(S)、本体(bulk)和漏极(FET)的MOS晶体管。(B)以及漏极(D),连接以形成第一端子,栅极作为第二端子。MOS电容的变化率由电压V bg控制 施加在本体(B)和栅极(G)终端MOSFET变容管工作在耗尽区、积累区、弱反型区和强反型区。一般来说,大多数变容二极管工作在积累区和强反型区。在积累和强反转区的情况下,发现每单位面积的电容最大[12]。所有四种操作模式都取决于Vbg和jVthj的值。积累区和耗尽区之间的电压称为平带电压(V fb)。对于基于两个并联PMOS晶体管的MOS晶体管,积累区产生移动空穴,并且阈值电压Vth被远高于栅极电压的体电压(即,VbgVfb.<在工作在耗尽区的MOS晶体管的情况下,体到栅极电压Vbg位于平带电压Vfb和阈值电压jVthj之间,即VfbVbgjVthj,其中在栅极氧化物界面处存在很少的移动电荷载流子。<<对于Vbg>jVthj,具有移动空穴的反型沟道增长,即,体和栅极端子之间的电压Vbg必须大于阈值电压jVthj[13栅氧化层下载流子浓度较高,载流子自由迁移,使MOS晶体管工作在反型区。对于弱反型区,Vbg>jVthj,对于强反型区,Vbg> jVthj。通过控制MOS晶体管中的体端子改善了功耗等性能参数,并且反向体偏置减少了CMOS电路中的待机泄漏[16]。反相模式变容管(IMOS)已被用来最大限度地减少功耗。它还改善了载波大偏移频率下的相位噪声[17,18]。文献[19对于所提出的工作,多通环互补电流控制方案和IMOS变容二极管与并联连接的两个PMOS晶体管已被用于设计延迟级。本文报道了一个三级压控振荡器使用所提出的延迟级。在源极/漏极电压V控制和IMOS可变电抗器的背栅电压VSB的变化允许实现精细的频率调谐。该压控振荡器具有全范围电压可控性、宽调谐频率、低相位噪声和良好的FoM特性。剩余的论文组织如下:第2节报告了一种新的延迟单元的基础上,多通环互补电流控制与IMOS变容二极管。本节还介绍了一种3级VCO设计。第三节给出了延迟单元的电路分析。第4节介绍结果和其中sd是由每个级指定的传播延迟时间,N是延迟级的总数延迟级的数量或/和传播延迟时间与振荡频率成反比。所提出的具有多通环路拓扑的三级环形VCO示意性地描绘在图中。1.一、多通道环路拓扑通过将一对次级输入引入各个级并在初级输入之前交换这些次级输入来VCO有两个运算环路。第一个是由实线表示的主回路,第二个是由虚线表示的副回路对于单个延迟单元,Pr+和Pr表示初级回路输入,Sr+和Sr表示次级回路输入。由于NMOS的开关时间比PMOS短,因此次级回路输入比初级回路输入提前获得延迟信号,从而减少PMOS的开关时间。一个正常的延迟路径是用来链接的差分输出的indi- vidual延迟级与初级环路输入的后续阶段和一个歪斜的延迟路径是用来链接的次级环路输入相同的后续阶段。次级环路的输入与每个单级相关联,并且在初级环路输入之前交换这些输入此外,VCO的控制电压确保延迟单元的晶体管的正栅极电压的线性控制。当控制电压小于或高于正栅极电压时,输出频率保持不受控制。因此,电源电压的进一步降低减小了控制电压的有效范围。为了摆脱控制电压的这种困境,已经提出了一种新的延迟级,如图2所示。延迟级采用多通环互补电流控制方案和IMOS变容管,两个PMOS管并联。IMOS变容二极管的使用与可控可变电容负载的增加,推进了延迟。这种延迟单元的差分结构提供了另一种电流路径,通过使用互补电流控制方案,以提高控制电压范围。在所提出的延迟单元中,N1和N2形成延迟环的输入对,而P3和P4形成偏斜延迟环的输入对当N1的栅极电压即Pr+小于阈值电压时,晶体管N1处于关同时,Sr+处的输入电压在Pr+之前到达次级输入晶体管P3,然后将其源极电流引导到输出OUT+处的负载。因此,输出节点上升时间增加。延迟单元中的负载晶体管P1和P2用作锁存器。传输晶体管N3和N4直接耦合以调节负载晶体管的栅极处的最高电压,用于调谐锁存器的功率。这种调整的锁存器功率调节oping- ating频率。并联连接的晶体管P7和P8用作IMOS变容二极管以增加锁存器的功率两个复杂的控制晶体管P5和P6成对使用,以提供额外的电流,以消除低控制电压操作,并提高工作频率。如果控制电压为+SrP3 P1 P5 P6 P2N3N4OUT-VSBOUT ++N1N2PRP7 P8VcontrolðÞðÞðÞð Þ ðÞCox-/f þC-C牛磺酸V. Jangra,M. Kumar /工程科学与技术,国际期刊22(2019)1077-10861079Vcontrol/VsbVcontrol/V sbVcontrol/V sbFig. 1. 三级VCO结构。VDDSrp-型衬底的浓度,esi是硅的介电常数,Cox是每单位面积的栅极氧化物电容,并且是衬底费米势。在这个等式中,PMOS的VC0是负偏置的,因为反型空穴必须是负偏置的。<-相对于n衬底被有效地偏置,以形成反向偏置的p-n结。MOS晶体管的沟道长度和宽度与阈值电压的关系由等式2给出(3)[28]。Vth¼Vth0c. pVsbu-altoxVsbu-avtoxVdstoxoLoLPR图二. 提出的差分延迟单元。awW其中,Vth0是零偏置阈值电压,t ox是氧化物的宽度,c是体阈值系数,u02/ff是费米-电势,以及al;av和aw是工艺技术给出的参数。在所提出的延迟单元中,所有MOS晶体管具有门长0.18m.延迟级中使用的MOS晶体管的尺寸如表1所示。在基于PMOS的IMOS变容管中,反型沟道增长有移动空穴,其中Vth是阈值电压,Vgs是栅极和衬底之间的电压。<这种情况确保MOS电容器工作在强反相模式。这些区域中的电容由下式给出:小于由于晶体管(N3,N4)的栅极到源极电压和晶体管(N1,N2)的漏极到源极电压的组合电压,锁存器的功率变小。因此,一个addi-v中的C;accc1/4C氧化e:W:L¼tox1/4CMaxð4Þ由互补电流控制晶体管提供额定电流,该晶体管增加锁存器的功率并因此增加工作频率。由于控制电压高于由于晶体管(N3,N4)的栅极到源极电压和晶体管(N1,N2)的漏极到源极电压而产生的组合电压,互补控制晶体管的强度变得更小,这增加了锁存器的功率并停止差分延迟单元中的电压切换因此,延迟时间增加。表征MOSFET操作的最重要参数是阈值电压(Vth或Vt)。对于反型MOS晶体管,阈值由等式2给出(二)、其中,W:L是晶体管沟道的面积,e是晶体管沟道的介电常数。二氧化硅,并且Tox是氧化物厚度。该面积取决于IMOS晶体管的沟道的宽度。在IMOS变容二极管,出两个终端,体端子被链接到背栅电压Vsb和源极/漏极端子V控制作为电容,tance控制电压的行为。在IMOS电路中,增加源极/漏极电压V控制在沟道中带来更多空穴。因此,电容随着源极/漏极电压的增加而增加,因此输出频率降低。此外,委员会认为,背栅电压增加Vsb 增加耗尽宽度源极和漏极端的减小导致耗尽电容的减小。因此,IMOS变容二极管的总电容减小,VVq2e siqNA。2002年2月。.你好/你好。ffiffiþffiffiffiffiffijffiVffiffiffiffiCffiffiffi-ffiffiffiffiffiVffiffiffiBffiffijffiΣffiffiQ2..V减少了延迟时间,因此输出频率增加。2其中,Qi=(q×注入剂量)是由于电离施主产生的电荷,VFB是平带电压,q是电子电荷,NA是掺杂在图3中,Cdep是沟道电容,Cox是栅极和衬底之间的氧化物电容,Cgs和Cgd是寄生电容。Sr+Pr+Pr-斯-出去-输出+V控制Sr+Pr+Pr-斯-出去-输出Sr+Pr+Pr-斯-出去-输出+V控制第四季FB-我IMOS电容的一般等效模型[11]如图所示。3.第三章。.Σ¼ðÞ¼11ðÞðÞRþþþV.mPrm Cr-111080表1VCO的晶体管尺寸V. Jangra,M.Kumar/工程科学与技术,国际期刊22(2019)1077晶体管N3/N4 P1/P2 P3/P4P5/P6P7/P8W(mm)5 0.6 3 145长(mm)0.18 0.18 0.18 0.180.180.18CgsCsbCgdCbdSr +Pr +VOUT-VctCsbCgsCbdCgdPr-Sr-VOUT+图3.第三章。IMOS变容管的等效电容模型在栅极到源极和栅极到漏极之间的电容中,Cbs和Cbd是体到源极和体到漏极电容。Rdep是栅极和源极/漏极端子之间的寄生电阻,Rsub是由衬底提供的电阻MOS变容二极管中栅极和衬底之间的可变电容是栅极氧化物电容Cox和耗尽区电容Cdep的串联组合,由等式2给出。(5).见图4。IMOS电容的等效模型。等效电阻性负载,C表示在输出节点处看到的等效电容性负载。设初级输入节点和输出节点的相位差用h表示,次级输入节点和输出节点的相位差用h表示,节点相位差由f给出,差分输出节点OUT+和OUT-之间的相位差由通过p,可以导出每个阶段的以下等式:CeqC oxkC dep1°C min50 ° CþVOUT-1/4VPre-jh6VCoxCdepVOUT-1/2V随着源极/漏极电压Vcontrol增加,源极端处的耗尽区的宽度将减小,这增加了源极到体电容Cdep。因此,电容VOUT-输出电压 e-jp88门节点之间的距离增加。这增加了与电容成比例的延迟单元的时间延迟,因此降低了VCO输出振荡频率。随着背栅电压Vsb增加,大量电子被吸引向衬底端子。这导致表面附近的正电荷和耗尽宽度的增加因此,增加耗尽宽度减小耗尽电容,在输出节点应用KCL,VT-1/2VjxRC。-gmPrVPr-gmSrVSr-gmCrVT9将(7)中的VSr和(8)中的VOUT的值代入(9),我们得到R减小了体与源极/漏极端子之间的电容随着负载电容的减小,延迟级的传播延迟减小,因此输出频率增加。VOUT-1jxRC。-gm Pr VPr-gm Sr VOUT-ej/-gm CrVOUT-ejpð10Þ重新排列(10),我们得到3. 延迟级所报告的延迟单元是基于差分延迟单元拓扑学。低控制电压下的频率变化Rg VPrOUT-¼ -1mAxRC-RgmSrVOUT-ej/1个员额xRCRg VOUT ejp1个员额xRC员额Þ采用互补控制技术进行延时调整V. 1jxRCRgmSrVT-ej/RgmCrV T-ejp. RgmPrVPrcell. 图4所示的等效模型显示了所提出的延迟单元的小信号分析gm Pr和gmSr表示OUT-1个员额xRC¼ - 1个员额xRCð12Þ从主输入和辅助输入中切换分别通过配对晶体管N1/N2和P3/P4实现的输出。Gm在不同的地方,通过重新排列,我们得到传递函数为VOUT-¼-RgmPrð13ÞCR通过配对N3/N4组成的基本输出。 R表示VPr1台jxRCRgmSr ej/2009年MCR埃杰普栅极CoxR子R子CdepRdepVsbRdepCdepRsubR子Cox栅极-gmSr+CR-gmPr+-gmCrC变量-gmCr-gmPr--gmSr-CR-输出频率(GHz)联系我们ðÞ ¼.\公司简介Þ-h¼n半-].Σ¼ n. ΣV. Jangra,M. Kumar /工程科学与技术,国际期刊22(2019)1077-10861081把e j/cos/j sin 1和e jp1,传递函数由下式给出:以相等的电压电平输出。此外,耦合的NMOS对降低了输出端子的转换速率,状态从高到低,反之亦然,以获得改善的相位H jx-RgmPr1-RgmCrRgmSrcos/jxRgmSrsin/而Hjx的相位由下式给出:ð14Þ噪声性能4. 结果和讨论H_j_x_tan-1xRCRgmSrprosin/151-RgmCrRgmSrcos/相位等于h,即由(6)给出。因此,方程变为提出的三级多通环互补电流控制压控振荡器已被设计在台积电180nm CMOS工艺和结果已获得SPICE模拟在Mentor Graphics EDA工具。结果令人tanxRCRgmSrRg/1-RgmCrRgmSrcos/ð16Þ在27 °C温度下,用不同的电源电压VDD_VDD_VDD、源/漏极电压VDD_VDD_Control和IMOS晶体管的背栅电压VDD_Sb_VDD_VDD提取。各种分析,如瞬态分析,根据巴克豪森准则,环路的增益必须不小于1,相移是2π的倍数。为了满足这个要求通过直流分析和噪声分析,得到了VCO的输出振荡频率、功耗、相位噪声以及品质因数随IMOS变化的情况H jx. Rgm Pr.例如5lm、10lm、15lm和20lm的宽度。表2显示1具有不同IMOS源极/漏极的jÞj¼q.ffiffiffi1ffiffiffiffi-ffiffiffiffiRffiffiffigffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiþffiffiffiffiffiRffiffiffigffiffiffiffiffiffiffiffiffiffifficffiffioffiffiffisffiffi/ffiffiffiΣffiffi2ffiffiffiþffiffiffiffiffi.ffiffixffiffiffiffiRffiffiffiCffiffiffiffiþffiffiffiffiffiRffiffiffigffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffisffiffiiffinffiffiffi/ffiffiffiΣffiffi2ffi ffi ≥电压VÞ从1 V到2.4诉作为源极/漏极电压M CRmSrmSrð17Þ控制VCO的输出振荡频率随着IMOS的电容增大而降低。收效Rg≥qffiffi1ffiffiffiffi-ffiffiffiffiRffiffiffigffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiþffiffiffiffiffiRffiffiffigffiffiffiffiffiffiffiffiffiffifficffiffioffiffiffisffiffi/ffiffiffiΣffiffi2ffiffiffiþffiffiffiffiffi.ffi ffixffiffiffiffiRffiffiffiCffiffiffiffiþffiffiffiffiffiRffiffiffigffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffisffiffiiffinffiffiffi/ffiffiffiΣffiffi2ffiffi扩展了不同的IMOS宽度。mPrMCRmSrmSrð18Þ随着IMOS宽度的增加,IMOS的电容增加。增加,因此输出频率降低,现在通过代入(16)来简化(17),并得到以下方程:丹河和科斯河我们得到如表2所示的较小宽度。差分环形压控振荡器的总功耗为9.62 mW。图 5显示源极/漏极输出频率的变化Rg≥. 1-RgmCrRgmSrcos/.ð19Þ具有不同IMOS宽度的电压控制电路。的变化mPr科斯河该方程描述了最小增益应与振荡原理相匹配。振荡频率由(10)给出,我们得到xRCRgmSrBissin/¼tanh-RgmCrtanhRgmSrBiscos/tanh20℃最后,我们得到了6.565.5新河GtanH51/2mS rl/co s/tanh-si n/]-mCr21RC C C4.5在上面的等式中,第一项表示初级回路的振荡此外,h与n相关,因为hn<$1p,即值p的直流相移和值p的交流相移之和。第二项是由次级回路给出的振荡频率的结果。因此,cos/tanhsin/必须为正以提高振荡器的速度。第三项表示由于耦合的NMOS对引起的频率变化耦合对的使用降低了电路速度。这一减速已经通过减少transis-43.532.51 1.2 1.4 1.6 1.8 2 2.22.4控制电压(V)尺寸。然而,这种耦合的NMOS对降低了电路的运算速度,但它是至关重要的,因为它阻止了差分的合并图五.不同IMOS宽度(W I)时源/漏电压V控制的输出频率变化。表2在Vdd= 1.8 V和V sb= 1.8 V时,具有不同IMOS宽度的三级VCO的源/漏电压VDD控制VCO调谐。V控制(V)频率(GHz)功耗(mW)WI =5m mWI = 10m mWI = 15m mWI = 20m m1.06.3735.2834.5203.9589.621.26.2715.1504.3863.7989.621.46.0694.8934.1043.5609.621.65.8294.5923.8153.2849.621.85.6074.3543.4382.7539.622.05.4564.2443.2702.6109.622.25.4614.2222.9902.6009.622.45.4604.2212.8812.6009.62WI =5WI=10WI=15功耗(mW)ðÞðÞðÞ1082V. Jangra,M. Kumar/工程科学与技术,国际期刊22(2019)1077表3在V control = 1.5 V和V sb = 1.8 V时,具有不同IMOS宽度的三级VCO的电源电压调整Vdd(V)频率(GHz)功耗(mW)相位噪声@1 MHz(dBc/Hz)宽I=5m m宽I= 10m宽I= 15m宽I= 20 m1.0 1.893 1.422 1.153 0.982 0.95-87.231.2 3.005 2.280 1.901 1.437 2.13-86.071.4 4.100 3.167 2.633 2.239 3.88-87.611.6 5.059 3.986 3.314 2.840 6.34-89.121.8 5.943 4.728 3.984 3.407 9.62-90.932.0 6.647 5.402 4.528 3.967 13.71-92.672.2 7.312 6.011 5.106 4.439 18.59-96.642.4 7.926 6.642 5.526 4.963 24.26-97.48在不同IMOS变容二极管宽度WI的情况下,对于从1 V调谐到2.4 V的电源电压,VCO的输出振荡频率以及功耗如表3所示。此外,通过所有调谐范围的相位噪声变化已在表3中示出。随着电源电压Vdd增加,延迟单元偏置电流增加,这增加了输出振荡频率。 该压控振荡器显示了在不同的IMOS宽度下,电源电压VDD调谐时功耗从0.95 mW到24.26 mW的变化。 图 6显示变量-8在不同的IMOS宽度的电源电压VDD所提出的压控振荡器在图1中描绘了功耗随电源电压变化的变化。7.第一次会议。在整个调谐范围内的相位噪声变化如图所示。8.第八条。如表3所示,当电源电压从1 V变化到2.4 V时,功耗从0.95 mW变化到24.26 mW。功率耗散和调谐频率之间的曲线图如图所示。9 .第九条。表4显示了输出振荡频率的变化-86765432101 1.2 1.4 1.6 1.8 2 2.2 2.4Voltage(V)-88-90-92-94-96-981 2 3 4 5 6 78调谐频率(GHz)见图6。不同IMOS宽度下电源电压的输出频率变化。25见图8。 相位噪声随电源电压的变化,适用于所有调谐范围。252020151510105501 1.2 1.4 1.6 1.8 2 2.2 2.4Voltage(V)01 2 3 4 5 6 7 8调谐频率(GHz)见图7。 功耗随电源电压的变化。见图9。功耗与调谐频率的关系。WI =5WI =10WI =15WI =20功耗(mW)输出频率(GHz)相位噪声(dBc/Hz)ðÞ-×ðÞV. Jangra,M. Kumar /工程科学与技术,国际期刊22(2019)1077-10861083表4VDD= 1.8 V,V control= 1 V时,具有不同IMOS宽度的三级VCO的背栅电压调整为V sb。6.565.554.543.532.51 1.2 1.4 1.6 1.8 2 2.22.4控制电压(V)其中,fo是载波频率,Df是频率偏移,LfDfg是在距离载波偏移Df处测量的相位噪声,PDC是VCO消耗的直流功耗(mW)。在所报告的VCO中,1 MHz偏移频率处的FoM从160.86 dBc/Hz至182.86 dBc/Hz,适用于不同的调谐条件。 提出的VCO的结果进行了比较,在输出频率范围、功耗、相位噪声和FoM 方面,我们曾报道过VCO[4,5,7,8,15,17,20,21,25所提出的VCO的比较结果如表6所示。所提出的VCO提供了额外的源极/漏极电压(V控制)和背栅电压(Vsb)的调谐。此外,源极/漏极电压(V 控 制)和背栅电压(Vsb)的VCO调谐示出了恒定的功耗作为COM的优势,但电源(VDD)的变化。之前报告的VCO与LC组合[8,12,23,24]作为调谐元件显示出更多的功耗相比,报告的工作。此外,基于LC的 VCO所占用的面积大于基于CMOS的所提出的压控振荡器的物理布局已绘制如图所示。 13岁建议的布局面积不同-见图10。不同IMOS宽度的背栅电压的输出频率变化。频率以及所提出的三级VCO的功耗与变化的背栅电压从0 V到2.4 V与不同的IMOS变容二极管宽度的变化。随着IMOS背栅电压Vsb的增加,MOS变容管的电容减小,从而VCO电路的输出频率增加。 输出频率随背栅电压V sb的变化如图所示。 10个。图11(a)相位噪声是影响环形振荡器噪声性能的重要因素。对于报告的VCO,相位噪声与载波的1 MHz偏移的结果如表5所示。所报告的VCO的相位噪声性能为90.67 dBc/Hz@1 MHz。电源电压、背栅电压和源极/漏极电压的不同分组的结果已在表5中报告。 图图12(a)和(b)描绘了调谐电压的不同组合的相位噪声结果。相位噪声已根据用于VCO性能近似的品质因数(FoM)进行了品质因数由Eq.(22)[29]。. . fo21!典型的环形压控振荡器为50m m 10m m。拟议的VCO提供宽调谐范围以及低功耗和良好的相位噪声。5. 结论采用TSMC180nmCMOS工艺设计了一个三级CMOS差分压控振荡器,采用多通环互补电流控制方案,延迟单元采用IMOS变容管。在一个传统的VCO的控制电压是不能够补偿-国家的电源电压的整个范围。互补电流控制排除了控制电压的限制。采用多通环路拓扑结构,获得了较高的输出振荡频率。晶体管N3和N4在延迟单元的输出节点处提供补充负载电容,从而降低振荡器的增益,从而使VCO的相位噪声最小化。晶体管P7和P8背对背耦合以形成IMOS变容二极管,以增加环形VCO的调谐范围。该差分环形VCO的振荡频率范围为5.460 GHz至6.373 GHz和功耗为0.962 mW的变化,在控制电压从1.0V至2.4 V的IMOS变容管宽度为5m m。所提出的VCO实现了1.893 GHz至7.926 GHz的输出振荡频率范围,0.95此外,具有5m m宽度的IMOS变容管的背栅电压调谐给出了微调范围,恒定功耗为0.962 mW。 VCO的相位噪声为-FOM¼10logDf LfDfgPDCmWð22Þ90.67 dBc/Hz(1 MHz偏移),FoM从160.86 dBc/Hz变化至Hz至182.86 dBc/Hz,适用于不同的调谐电压。所以WI =5WI=10WI=15输出频率(GHz)Vsb(V)频率(GHz)功耗(mW)WI =5m mWI = 10m mWI = 15m mWI = 20m m05.8954.6533.8813.33210.2290.25.9804.7583.9633.4089.9230.46.0324.8144.0253.4679.7100.66.0924.8894.1003.5389.620.86.1614.9744.1843.6239.621.06.1885.0204.2633.6889.621.26.2605.1304.3633.7889.621.46.3175.2064.4213.8669.621.66.3505.2614.4863.9189.621.86.3685.2874.5173.9589.622.06.3835.3114.5213.9739.622.26.3975.3334.5293.9879.622.46.4065.3474.5603.9999.621084V. Jangra,M. Kumar/工程科学与技术,国际期刊22(2019)1077见图11。VCO的波形:(a)源极/漏极电压调谐,Vdd= 1.8 V,Vsb= 1.8 V;(b)电源电压调谐,Vdd= 1.8 V,Vcontrol= 1.5 V,Vsb= 1.8 V;以及(c)Vdd= 1.8 V,Vcontrol= 1.0 V,Vsb= 1.8 V。表5VCO在偏离载波1 MHz时的相位噪声性能电源电压(Vdd)IMOS的控制电压(V控制IMOS的背栅电压(Vsb)IMOS宽度(WI)(mm)VCO的相位噪声@1 MHz(dBc/Hz)1.8 V1.5 V1.8V 5-90.931.0 V2.0 V1.5V 5-90.451.8 V1.8 V1.0V 5-90.151.8 V1.0 V1.8V 5-90.671.8 V1.5 V1.0V 5-90.211.0 V1.5 V1.8V 5-90.55V. Jangra,M. Kumar /工程科学与技术,国际期刊22(2019)1077-10861085图12个。在(a)Vdd= 1.8 V,Vct= 1.0 V VVsb = 1.8 V和(b)Vdd= 1.8 V,Vct= 1.5 VVsb = 1.8 V时,所建议VCO的相位噪声表6与其他VCO的性能比较。(IMOS背栅调谐)引用频率范围(GHz)技术(mm)相位噪声(dBc/Hz)功耗(mW)FoM(dBc/Hz)[4]美国[5]《中国日报》[七]《中国日报》[八]《中国日报》[十五][17个][20个][21日]0.02-0.800.89-2.47.3-7.8610.6-8.41.3-0.54.09-0.473.2-105.40.180.180.180.120.180.180.120.18-108@1MHz-97@1MHz-103.@ 1MHz-85.1@1MHz-90@1MHz-93.3@1MHz-90@1MHz-86.7@1MHz221491.552.50.7113158.1150.6–147.8151.4154.4154.0149.7[23日][24日][25日][26日][27日]拟议工作5.17-7.391.2-2.220.3-31.323.51.37-1.971.893-7.926(电源调谐)6.373-5.460(IMOS源极/漏极调谐)0.130.180.130.130.180.18-111.7@1MHz-110@1MHz-95.7@1MHz-110.8@1MHz-89.77@1MHz-90.67@1MHz-93.45@1MHz0.49–551.20.95-24.269.62192.4–180.8154.5182.8172.85.895-6.406-86.53@1MHz9.62160.81086V. Jangra,M. Kumar/工程科学与技术,国际期刊22(2019)1077图十三. 建议VCO的物理布局。所提出的压控振荡器在较宽的调谐范围、较低的功耗、较低的相位噪声和良好的FoM方面获得了更好的结果。引用[1] H. Thabet,S.Meillere,M.Masmoudi,J.L.Seguin,H.Barthelemy,K.一种用于无线传感器的低功耗CMOS差分环压控振荡器,模拟集成电路信号处理。 73(3)(2012)731-740。[2] J. 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