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双频全向耦合馈电单极滤波天线
工程科学与技术,国际期刊35(2022)101188完整文章双频全向耦合馈电单极滤波天线拉东升a,赵家辉a,b,陈帅明a,张晨雪a,曲美君,郭敬伟,a东北大学秦皇岛分校计算机与通信工程学院,河北秦皇岛066004b东南大学信息科学与工程学院毫米波国家重点实验室,南京210096c中国传媒大学信息与通信工程学院媒体融合与传播国家重点实验室,北京100024d燕山大学信息科学与工程学院,秦皇岛,066004,中国阿提奇莱因福奥文章历史记录:2021年12月23日收到2022年4月15日修订2022年5月14日接受2022年6月3日在线发布保留字:滤波单极天线双频全向辐射零点A B S T R A C T本文设计了一种双频全向耦合馈电单极滤波天线。所提出的滤波天线由三个堆叠的圆形基板组成在底部和中间衬底的顶部分别制作通孔加载环和该方法引入了四个可调谐振模式,它们成对组合,产生两个独立可控的工作频带。同时,每个谐振模式都能产生相应的全向辐射,使滤波天线具有全向辐射功能。在最上面的基片上印刷的圆形贴片和耦合馈电通孔加载圆环实现的两个通带的两侧有四个因此,可以获得高的边缘选择性提出的双频滤波天线进行了仿真,制作和测量。模拟结果与实测结果吻合良好。结果表明,该滤波天线在方位平面内实现了稳定的全向辐射方向图,交叉极化电平低于20 dB。此外,测试结果表明,10 dB阻抗带宽分别为6.3%(2.47-2.63 GHz)和6%(5.38-5.71 GHz).最大实现增益为2.6和5.2 dBi的两个工作频带与带外抑制超过15dB。©2022 Karabuk University. Elsevier B.V.的出版服务。这是CCBY-NC-ND许可证(http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/)。1. 介绍随着无线通信技术的快速发展,滤波器和天线被集成到滤波天线中,以减小通信系统的占地面积和匹配电路引起的插入损耗[1已有一些方法通过引入辐射零点(RN)使滤波天线获得陡峭的滚降率,如金属环[4]、U形微带[5,6]、短路销[7]等。目前,实现全向辐射的滤波器与天线的融合设计,由于可以实现大范围的信号覆盖,已成为研究热点[8在文献[8]中,采用同轴探针激励三角形贴片,在通带上沿产生RN通过引入环形槽和短路通孔,在通带的下边缘产生RN,实现了宽通带和全向辐射方向图。该天线具有8.9%的相对带宽和6.0dBi的平均增益,*通讯作者。电 子 邮 件 地 址 : ladongsheng@163.com ( D.- S. La ) , qumeijun@cuc.edu.cn(M.- J. Qu)。由Karabuk大学负责进行同行审查全通带在圆形贴片和接地平面中精心引入两个环形槽,以实现宽全向辐射通带,并在通带边缘产生两个RN [9]。天线具有10 dB阻抗带宽,19.5%,通带内平均增益为7.5 dBi。在[10]中提出了一种准各向同性介质谐振器天线(QSAR)该天线采用微带耦合缝隙馈电,可实现全向辐射。介质谐振器加载微带馈线可以引入两个RN来实现高的裙部选择性。它的相对带宽为7%,平均增益为3.05 dBi。然而,上述全向滤波天线仅具有一个通带。大多数已知的双频带或多频带滤波天线是定向辐射天线[11到目前为止,已公开了几种双频全向滤波天线。在[14]中,研究了由混合馈电激励的双频全向滤波器。通过使用混合馈电,实现了两个通带。采用交叉耦合结构、环形槽、8个短路引脚和4个矩形环形槽的馈电方案,引入了4个RN,提高了边缘选择性。 它实现了10.1%和3.73%的10 dB阻抗带宽。尽管如此,设计过程还是比较复杂的,两个通-https://doi.org/10.1016/j.jestch.2022.1011882215-0986/©2022 Karabuk University.出版社:Elsevier B.V.这是一篇基于CC BY-NC-ND许可证的开放获取文章(http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/)。可在ScienceDirect上获得目录列表工程科学与技术国际期刊杂志主页:www.elsevier.com/locate/jestch拉东升,赵家辉,陈帅明,等。工程科学与技术,国际期刊35(2022)1011882--fnm频带不能被独立地控制,并且衍射谐振器的轮廓非常大。叠层天线由于能实现更多的功能而备受关注。通过使用五个介质基板层和十个金属层与嵌入的空气腔,一个双频多模堆叠贴片天线在[15]中提出。 基于参考文献[16]提出了一种双-打印在Sub 2上,并添加到Ant的顶部。II、形成Ant.三. Ant. IV是建议的天线。图3示出了Ant的相应反射系数。我是蚂蚁。三. 为了安特。TM02模和TM03模的激发频率为分别为2.46和4.6 GHz根据[21],TMnm模式的谐振频率可以计算如下。带通天线虽然上述两种堆叠天线都实现了双频辐射特性,但它们都使用了五层介质基板,基板上镀有基板集成悬浮线。两个天线不实现滤波功能。参考文献[17,18]提出了高增益堆叠贴片天线,并表现出良好的滤波性能,而它们是单频带贴片Reff<$Rs12hlpR1:7726XCnm¼2pReffp?ð1Þð2Þ更高轮廓的天线。参考文献[19]提出了一种双频全向滤波堆叠贴片天线,其仅具有三个辐射零点。两个工作通带相互接近,不能独立调节。因此因此迫切需要设计一种同时具有低剖面和高选择性的双频全向滤波天线。单极天线很容易实现全向辐射[20,21]。本文提出了一种具有双频段全向辐射特性的耦合馈电单极滤波天线。通孔加载环和环形环分别印刷在底部和中间基板的顶部,这可以产生两个独立可控的工作带。通孔加载的环形环被耦合馈电以产生三个可控RN。另一个可调RN由印刷在最上面的基板上的圆形贴片引入因此,所提出的天线可以在两个通带边缘获得高滚降率。对所设计的双频滤波天线样机进行了加工和测量。测量的相对带宽为6.3%和6%,因此可以实现双波段特性在2.56,5.48和5.63 GHz频率下,在方位角平面内观察到稳定的全向辐射方向图,交叉极化水平低于20 dB。最大实现增益为2.61和5.19 dBi的两个工作频带,和测量的带外抑制是超过15 dB。2. 天线配置和工作机制2.1. 天线配置图1(a-d)示出了具有详细参数的所提出的滤波天线的结构。所提出的滤波天线由三个堆叠的圆形基板(Sub 1,Sub 2和Sub 3)组成,介电常数为2.65。每个圆形基板的厚度其中Reff是圆形贴片的有效半径,Xnm是第m个J' n(X nm)= 0的零Ant. II在零电压点附近引入短路通孔以激发TM01模。零电压点大约在。D¼0: 6276R有效值在2.30GHz处激发出TM01模,该模可与TM02模复合.它具有拓宽低频段阻抗带宽的潜力.此外,可以观察到TM03模式的频率由于谐振电流路径的减小而增加[22]。Ant. III在5.02 GHz处产生TM02模,其也可以通过等式(1-2)计算。它有望大大扩展上频带的带宽。为了为了改善裙部选择性和阻抗匹配,Ant.四是提出。因此,在所提出的滤波天线中存在四个谐振模式(fm1-2.46 GHz,fm22.58 GHz,fm35.37 GHz,fm4根据这一演化过程,可以推断出Fm1、Fm2和Fm4是由于Sub 3顶部印刷的通孔加载环而产生的。fm3是由于在Sub 2顶部制造的环形圈而引入的。四种谐振模式下的模拟电场分布如图4(a-b)所示。由于这四种模式在方位面上的场相互独立,所以每种模式都产生相应的全向辐射。因此,两个全向辐射通带可以通过组合这四个谐振模式成对。2.3. RN的生成分析了Ant. 我和蚂蚁图5中描绘了图II中所示的实施例。根据反射系数表达式。sRin-Zc2X222是3毫米。SMA探头穿过Sub 3、Sub 2和Sub 1,旋转并与顶部的圆形金属片连接,jCj ¼Rin在Xinð4Þ三个基板。两个环形圈放置在Sub顶部,2和子3分别。两者都是通过耦合馈电产生谐振模。Sub 3顶部的圆环通过18个短路过孔接地。馈电结构由SMA探针和分别印刷在Sub 2和Sub 3上的两个小圆形贴片组成。整个天线通过环形缝隙耦合馈电。2.2.谐振模式的产生。图2(a-d)中示出了三个参考天线和所提出的天线,以说明所提出的滤波天线的谐振模式的生成。Ant. I型天线仅由一个中心馈电的圆形贴片和一个圆环组成,它们被放置在Sub 3的顶部。Ant. II使用一组短路过孔来短路基于Ant的环形环。I. 中心馈电的圆形贴片和环形环Rin和Xin分别是天线的电阻和电抗。很好Zc是自由空间中的特性阻抗。对于输入阻抗,在输入阻抗突变点之间必须存在输入阻抗的最小值。当R_in趋于0时,反射系数几乎等于1.这意味着天线端口几乎所有的能量都被完全反射回来,没有辐射。因此,可以在[2,10]中的R的最小值的频率处实现RN。从图5中可以看出,Ant中在2、3.74和5 GHz附近有三个RN。I,其对应于R中的最小值。当引入短路通孔I. e. Ant. II、R的最小值在3.74GHz附近移动到接近3GHz。它使f_n_2向3GHz移动。图6显示了Ant的相应增益响应和输入电阻。三、蚂蚁四.从蚂蚁。三是R的最小值出现的频率基本保持不变,说明Sub 2对RN的影响很小。Ant. IV将Sub 3放置在Sub 2上。有两个输入阻抗突变点在2和pRer2h拉东升,赵家辉,陈帅明,等。工程科学与技术,国际期刊35(2022)1011883--图1.一、所提出的滤波天线的结构(a)拟建天线的侧视图,(b)Sub 1的顶层,(c)Sub 2的顶层,(d)Sub 3的顶层(单位:mm,H = 3,R1= 14.6,R2= 3.5,R3= 6.2,R4= 23,R5= 5,R6= 7.6,R7= 44.8,R8= 58,R9= 2.4,D = 31.2,uN= 20°)。图二、所提出的滤波天线的演进步骤(a)Ant.I,(b)Ant.II,(c)Ant.三和(d)Ant.四.2.9 GHz,其在2.21处形成R的两个最小值,2.78 GHz,导致两个RN。还可以观察到,在2.9 GHz和5.2 GHz之间存在另一个R的最小值,其接近4.7 GHz,从而产生RN。最后,四个RN(fn12.21 GHz,fn22.78 GHz,fn34.7 GHz,fn45.82 GHz)可以获得。期望能成功实现高滚降率的双频全向滤波天线。为了区分每个天线的仿真结果,在表1中列出了每个天线中的谐振模式和RN的频率。2.4. 所提出的滤波天线的参数研究。研究了滤波天线的参数,每次只改变一个或一组参数1) 效果的环形圈印在顶部的子2(R3,R4).图图7(a-b)展示了印刷在Sub 2顶部上的环形圈的外半径和内半径对反射系数和增益响应的影响。发现fm3和fn3随R3的增大而向高频移动,随R4的增大而向低频移动。而其他三个谐振模式拉东升,赵家辉,陈帅明,等。工程科学与技术,国际期刊35(2022)1011884图3.第三章。 模拟Ant的反射系数我是蚂蚁。三.RN保持不变。 它可以验证在Sub 2上制造的环形圈是造成fm3的原因。并且fm3和fn3可以通过独立地改变R3和R4考虑到在上通带内的阻抗匹配,最终选择R3= 6.2mm,R4= 23mm。2) 印刷在Sub 3(R6,R7)顶部的通孔加载环形圈的效果。图图8(a)示出了印刷在Sub3顶部上的通孔加载环形环的不同内半径的反射系数和增益响应。 在低通带和高通带的输入阻抗是相当敏感的R6.这是由于通孔加载圆环与中心馈电圆环之间的孔径耦合变化引起的当R6从6.6变化到1.0时,fm4向更高频率移动。8.6 mm,而fm1,fm2和fm3基本保持静止。同时,fn3向下移动,fn4向上移动,而在较低通带边缘处的两个RN基本保持不变。因此,图五、模拟了Ant的增益响应和输入电阻我和蚂蚁二.图六、模拟了Ant的增益响应和输入电阻三、蚂蚁四.图四、谐振模式下的模拟电场分布,(a)fm1,(b)fm2,(c)fm3和(d)fm4。拉东升,赵家辉,陈帅明,等。工程科学与技术,国际期刊35(2022)1011885表1滤波天线演进步骤比较蚂蚁谐振模式频率(GHz)辐射频率(GHz)Ant. 我TM02、TM032.46,4.60两点,三点七四,五点Ant. IITM01、TM02、TM03两点半,两点五十八,五点五十九两点零九分,三点,五点Ant. IIITM01,TM02,TM002,2.29 2.52 5.022.04,3.01,5.80TM035.59Ant.TM01,TM02,TM002,2.46,2.58,5.37,2.21 2.78 4.70IVTM035.575.82*T M01、TM0 2和T M03表示Sub 3产生的模式,T M002表示Sub 2产生的模式。图7.第一次会议。仿真了不同R3、Y1和R4时滤波天线的反射系数和增益响应.通过调节R6可以提高上通带下边缘的边缘选择性。考虑到上下通带的阻抗匹配,采用R6 = 7.6mm.图8(b)绘制了印刷在Sub 3顶部的通孔加载环形环的不同外半径随着R7的增大,fm2逐渐下移,而fm1、fm3和fm4保持不变。fm1与fm2结合,使得阻抗匹配在较低通带内变得更好另外,fn2也向低频移动,而其它三个RN保持不变.因此,调整R7图8.第八条。仿真了不同R6Y1和R7Y2时滤波天线的反射系数和增益响应.图9.第九条。仿真了不同N.可以同时调谐fm2和fn2R7= 44.8 mm用于在较低通带内提供更好的带内匹配3) 短路过孔(N,R9)的影响。拉东升,赵家辉,陈帅明,等。工程科学与技术,国际期刊35(2022)1011886见图10。 (a)较低通带和(b)较高通带的中心频率控制。图9研究了短路过孔数量对反射系数和增益响应的影响。可以观察到,随着N的增加,fm1、fm3和fm4向更高的频率移动,而fm2保持静止。同时,在低通带和高通带内也可以获得更好的阻抗匹配。fn1和见图12。仿真和测量了滤波天线的反射系数和增益响应。fn4上升,fn2,fn3基本不变。由于调整短路过孔直径的影响与改变短路过孔数量的影响相似,因此为了简单起见,在此未示出改变R9的结果。为了在较低和较宽的频带内获得更好的带内匹配,上通带,最终选择N=18,R94) 双通带可调谐性研究。从图 10(a-b),低通带可以通过调整R3,R6,R7和R9独立地改变。而上通带可以通过调谐R3、R6和R7独立控制。随着R9的增大和R3、R6、R7的减小,下通带向低频移动,但对上通带影响不大。当R3、R6和R7增加时,上通带移向上频率,而对下通带的影响很小。因此,可以独立地控制下通带和上通带。综上所述,对于谐振频率,印刷在Sub 3顶部的通孔加载环形圈负责fm1、fm2和fm4。放置在Sub 2顶部的环形圈负责fm3。改变N或R9可以同时调整fm1和fm4。改变R7可以独立地调节fm2改变R3或R4可以独立地调节fm3对于RN,改变N或R9可以同时调谐fn1和fn4。改变R7可以独立地调节fn2改变R3或R4可以独立地调整fn3调谐R6可以同时调节fm4和fn4,也可以影响上通带下沿的边缘选择性此外,下通带和上通带可以由一组参数独立地控制这些特点对见图11。 处理后的原型照片。拉东升,赵家辉,陈帅明,等。工程科学与技术,国际期刊35(2022)1011887图13岁在E面和H面,(a)2.56,(b)5.48和(c)5.63 GHz的模拟和测量的辐射方向图的建议的滤波天线提出了滤波天线的设计方法,大大简化了设计过程。3. 计量检定制作了滤波天线并进行了测量验证。图11显示了原型的照片。图12显示了所提出的滤波天线的模拟和测量的反射系数和增益响应。测量的相对带宽在低通带为6.3%(2.47-2.63 GHz),在高通带为6%(5.38-5.71 GHz),这与模拟结果(2.42-2.6 GHz和5.27- 5.715.62 GHz)。增益响应在两个通带内是平坦的。模拟和测量的最大实现增益在低通带为3.4和2.6 dBi,拉东升,赵家辉,陈帅明,等。工程科学与技术,国际期刊35(2022)1011888表2与以前的作品比较。参考文献中心频率/GHz带宽(%)实际增益(dBi)辐射零点PCI全向基板层[6](2017年)1.9/2.62.1/1.96.7/7.34YN1[11](2019年)3.5/4.99.5/9.87.2/6.53NN2[12](2016年)3.6/5.24.2/3.86.5/70NN2[13](2020年)3.12/4.181.3/0.77.2/6.83NN1这项工作2.55/5.556.3/62.6/5.34YY3*PCI表示通带可以独立控制上通带,分别。四个RN分别出现在2.22,2.74,4.73和5.93 GHz,所提出的滤波天线具有高的频率选择性。测得的带外抑制大于15 dB。在图13(a-c)中绘制了2.56、5.48和5.63 GHz下的模拟和测量的辐射图案。实测结果与模拟结果一致。从E平面看,辐射方向图在θ = 0°和θ = 180°处有两个零点,在θ = 45°处观察到最强的辐射方向。可以获得全向辐射图在方位平面(H平面)中。在最强辐射方向和H平面上,共极化场比交叉极化场强20 dB以上。与其他双频滤波天线的综合比较如表2所示。4. 结论本文提出了一种耦合馈电单极滤波天线在Sub 3上印刷一个通孔加载环,在Sub 2上制作一个通孔加载环,产生四种可调谐振模式,可产生两个工作频带。由于四个谐振模式可以独立调节,因此可以独立控制工作频带此外,每种谐振模式都能产生相应的全向辐射,这使得所提出的滤波天线具有双频段和全向辐射特性。三个RN是由耦合馈电通孔加载环形环产生的一个RN是介绍了由圆形补丁上的子1顶部印刷。通过改变特定的结构参数,四个谐振子可以独立调谐,使滤波天线具有较高的边缘选择性。给出了设计过程和参数分析。制作并测量了工作在2.55和5.55GHz的样机仿真结果表明,该滤波天线具有双频、全向辐射方向图稳定、交叉极化电平低、两个通带边缘滚降率高和带外抑制能力强等优点因此,所提出的天线在5G移动通信中具有很大的应用潜力。竞争利益作者声明,他们没有已知的竞争性财务利益或个人关系,可能会影响本文报告的工作。确认本工作得到国家自然科学基金61501100和62101515的部分资助,河北省自然科学基金资助项目F2021501002。引用[1] W. 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