降低复杂度的优化PTS技术在无线OFDM系统中降低PAPR

埃及信息学杂志18（2017）123全文一种新的降低复杂度的优化PTS技术在无线OFDM系统中降低PAPRM.V. R Vittala， P.Rama Naiduba部。欧洲经委会，G. Pulla Reddy Engineering College，Kurnool 518007，印度b部地址：JNTUA，Ananthapuram 515002，India阿提奇莱因福奥文章历史记录：2016年4月16日收到2016年10月24日修订2016年11月3日接受2016年11月19日在线发布关键词：OFDM峰均比CCDFPTSCRRA B S T R A C T本文提出了一种新的低复杂度的部分传输序列（PTS）技术，采用随机相位序列矩阵（RPSM）的峰均功率比（PAPR）的正交频分复用（OFDM）系统的降低。我们建议的方案的主要目标是实现最佳的相位序列矩阵，以最小化PAPR，同时通过减少所需的快速傅立叶逆变换（IFFT）运算的数量来降低计算复杂度。较低的PAPR降 低 了 数 模 转 换 器 （ DAC） 的 复 杂 性 ， 并 提 高 了 功 率 放 大 器 的 效 率 。 推 导 了 互 补 累 积 分 布 函 数（CCDF）、子载波数、子块数和总计算复杂度的解析表达式。仿真结果与理论分析结果吻合较好。仿真结果表明，该算法在降低峰均功率比和计算复杂度之间取得了较好的平衡。观察到，建议的©2016制作和主办由Elsevier B.V.代表开罗计算机和信息学院大学这是一篇CC BY-NC-ND许可证下的开放获取文章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。1. 介绍对多媒体服务和高数据速率的需求的增加需要使用突出的传输技术。正交频分复用是最适合于减轻频率选择性衰落的方案[1]。因此，OFDM被应用于不同的无线环境中，诸如全球微波接入互操作性（ WiMAX ） 、 长 期 演 进 （ LTE ） 、 数 字 视 频 广 播 （ DVB ） 和HIPERLAN/2。但是OFDM信号的主要缺点之一是传输信号的高峰均功率比。峰均功率比（PAPR）的高值增加了数模转换器（DAC）的复杂度，并导致功率放大器效率下降。高峰均比信号通过非线性功率放大器的传输导致频谱展宽，增加了数模转换器的动态范围*通讯作者。电子邮件地址：vittalgprec@gmail.com（M.V.R.Vittal），k.ramanaidu@gmail.com（K.R. Naidu）。开罗大学计算机和信息系负责同行审查。转换器，并且因此增加了系统的成本无线OFDM系统的主要目标是达到最小的峰均功率比。本文提出了一种新的基于随机相位序列矩阵的部分发送序列技术，该技术在降低复杂度的同时降低了PAPR为了克服PAPR的问题，已经提出了几种用于降低PAPR的[8]的作者提出了一种方法，在IFFT操作之后使用修改的SLM技术处理数据以降低OFDM系统的PAPR文献[9]提出了一种利用改进的宽线性SLM方案降低OFDM系统PAPR的低复杂度方法。然而，该系统没有实现复杂度的显著降低，并且PAPR降低性能与传统方案的PAPR降低性能相比较差在[10]中开发了具有降低的复杂性的新的选择的映射方案。虽然计算复杂度大大降低，但PAPR降低性能不如传统SLM方案。在[12]中提出了用于降低PAPR而不需要边信息的SLM方案。但SLM技术需要更多的IFFT运算，增加了实现的复杂度。在[13-15]中提出了使用音调预留来降低OFDM系统中的PAPR在[13]中提出了利用空子载波的低复杂度音调预留以降低WiMAX系统中的PAPR。http://dx.doi.org/10.1016/j.eij.2016.11.0021110-8665/©2016制作和主办Elsevier B. V.代表开罗大学计算机和信息学院这是一篇基于CC BY-NC-ND许可证的开放获取文章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。制作和主办：Elsevier可在ScienceDirect上获得目录列表埃及信息学杂志杂志主页：www.sciencedirect.com124M.V. R Vittal，K.R. Naidu/ Egyptian Informatics Journal 18（2017）123M-1ffiffiffiffiffiM-1E2SNXLM然而，该方案的搜索复杂度随着子载波数目的增加而增加。在[14]中提出了一种基于交叉熵方法的用于降低PAPR的音调预留算法。本文引入交叉熵方法来确定峰值降低载波的次优值。但该方案不能同时降低峰均比和复杂度。在[15]中提出了一种用于搜索峰值降低音调集合的最佳组合的非线性优化方法。[16]的作者提出了用于直接检测O-OFDM系统中的限幅和量化噪声消除的具有低复杂度的PAPR降低技术。但搜索的复杂性在该技术中没有考虑，并且它没有实现PAPR的显著降低。在[17]中提出了使用基于自适应迭代限幅的优化方法来降低PAPR，而在[18]中提出了使用具有限幅和滤波的预编码来降低PAPR。这两种方案都没有考虑复杂度的降低。尽管限幅易于实现，但它可能导致带内和带外干扰，同时消除子载波之间的正交性。在[19-22]中提出了使用编码技术的PAPR降低方法MahmudulHasan在[19]中提出了一种使用线性预测编码（LPC）来降低PAPR的技术，该技术使用LPC的信号白化特性作为OFDM系统中的预处理步骤在[20]中提出了使用基于Zadoff-chu矩阵变换（ZCMF）预编码的OFDM系统的PAPR降低，以允许射频放大器在其饱和水平附近操作文献[21]提出了利用Reed-Muller（RM）码进行纠错和降低峰均功率比的PTS算法，结果表明循环排序的RM码比自然排序的RM码具有更好的性能。在[22]中提出了通过集成SLM、星座扩展和RM码来构造修改的SLM技术来降低PAPR。该技术具有纠错能力，并且也不需要传输额外的边信息。然而，在[19-22]中讨论为了获得更好的编码和准备巨大的查找表用于编码和解码，复杂度变得更高。此外，在编码技术中没有考虑计算复杂性方面。在[23]中提出了在广义多载波信号中使用修改的主动星座扩展（ACE）来降低PAPR。一种基于剩余数系统（RNS）的提出了一种降低峰均比的OFDM并行传输方案在[24]中。但是，使用该方案减少了IFFT运算的次数，但没有考虑IFFT运算文献[5]提出了利用PTS和实数遗传算法降低OFDM信号的峰均功率比。但该方案产生的PAPR性能与穷举PTS方案相同文献[6]提出了一种采用PTS方案降低PAPR的低密度奇偶校验编码OFDM系统。该方案的缺点是没有考虑计算复杂度。[7]中引用了仅使用部分IFFT以降低复杂度的PTS子块技术虽然它实现了复杂度的降低，但PAPR性能与原始PTS方案相同，这导致功率放大器的复杂度增加，这反过来又降低了它们的效率，这是一个缺点。本文提出了一种新的降低复杂度的PTS技术，它利用随机相位序列矩阵。其显著特点是导出了互补累积分布函数、总复杂度等重要参数的解析表达式。理论分析结果与仿真结果吻合较好。我们的贡献，这篇论文的目的是同时实现良好的PAPR降低和降低计算复杂度。第三章分析了无线OFDM系统的特点，并推导了PAPR和CCDF的表达式。在第4节和第5节中讨论了所提出的PTS技术，通过推导所提出的方案的CCDF、子载波数目、子块和总计算复杂度的表达式来进行理论分析。结果和讨论在第6节中给出，而第7节总结了论文。3. 无线OFDM系统的特性及PAPR、CCDF3.1. OFDM系统特性在OFDM系统中，OFDM符号的调制在发射机部分中执行，并且执行下一逆FFT操作以获得时域信号。在接收机部分，FFT操作，操作是执行转换到频域的信号，然后解调转换成原始信号。基带信号可以被公式化为：1倍。j2pnkMM[23，24]由于重复搜索，在[25]中提出了使用Hadamard变换的PAPR降低，其没有将PAPR降低到期望的水平，因此其可能导致功率放大器效率的降低。2. 相关工作PTS技术是一种有效的降低PAPR的方法，因为它使用迭代程序来找到最佳的相位因子，而不限制子载波的数量PTS方案运行pk¼0其中S（k）是在频域中表示的调制数据信号，M是子载波的数量。峰均比对于使功率放大器工作在线性区域，在发送端产生无差错的OFDM符号具有重要意义。3.2. 峰均功率比为了更好地逼近PAPR，对OFDM符号执行“L”次过采样时域中的过采样信号被公式化为：通常在时域中工作，而SLM方案在频域中工作。在[2-7]中讨论了采用各种PTS技术的PAPR降低降低OFDM信号的峰均比1pM¼0Skexp. j2pnkn;0 6n6LM-12在[2]中提出了使用部分发送序列。但是传统的PTS算法需要穷举搜索允许的相位因子，这增加了复杂度。文献[3]提出了利用DFT的共轭特性，采用交织PTS方案来降低PAPR。怎么--OFDM信号的峰均功率比被定义为最大瞬时功率与平均功率之比。它在数学上表示为maxhjsnj2i采用随机相位序列的PTS方案具有更好的性能，与交织方案相比，在降低PAPR方面具有优势。一文献[4]提出了一种基于树结构搜索技术的峰均比降低算法，该算法采用PTS方案。虽然复杂-PAPR1/2SN 1/2L M-1[]这里E[·]指定期望运算符。ð3ÞssSkexp;06n6M- 11M.V. R Vittal，K.R. Naidu/ Egyptian Informatics Journal 18（2017）123125-××67（X）67×01M-16475cU=1; 1;···;cU= 1; 1· · ·cU1;M=Q;···;cU1;M=Q;;...647523...3.3. 互补累积分布函数如果找到输出OFDM信号的功率分布，则可以获得瞬时功率超过预定义阈值的概率。这是通过找到CCDF来完成的对于PAPR的各种值。CCDF的公式和表达式为：CCDF¼Pr峰值平均功率比>峰值平均功率比0 ≤400瓦4. 拟议的临时秘书处技术4.1. 常规PTS方案部分发送序列方案是一种在时域上获得最小PAPR的概率技术。在[2]中讨论了传统的PTS方案。令S表示频域中的随机信号现在，S被分割成U个不相交的子块，由{S（u），u = 1，2，. 其中S（u）由下式给出：这里M值被周期性地计算U次，并且修改的相位矩阵的行具有不同的值。这些值是以随机方式从允许的相位因子中选择的对于所提出的技术，我们遵循不同的方法来找到最佳的相位因子。设W为允许的相位因子的数量假设U个子块，为了找到优化参数，我们对总共（U）执行重复搜索 （1）相位因子，单位相位因子在所有情况下保持固定。由于W是允许的相位因子，因此所提出的PTS方案所需的迭代次数Q¼BWU-112B是指定PAPR和计算复杂度之间的折衷的重要参数。B值越大，PAPR降低越多，而B值越小，PAPR降低越少。传统的方法在降低峰均功率比方面具有良好的性能，但需要反复搜索计算与相位相关的最佳因子，因此复杂度较高成为更高通过增加数量的个子载波的S u hS u S u. 苏苏i5随机相位序列矩阵是通过增广-在（11）中的矩阵。它是由S可以表示为：X2c1; 1···c1;M 3S¼第1页苏苏苏......6 7相位旋转因子由下式给出：^c¼cU;1·· ·cU;M6cU-1;1...cU-1;M-7ð13 Þ因子矩阵C具有相等的值。表达为2c1·· ·c13...cQ;1.cQ;M其中在（13）中指定的矩阵具有阶Q M。增广交错和相邻相位序列矩阵为c/464... 75ð8Þ给出CU·· · CU在（8）中指定的矩阵具有阶U M。通常，假设c在发射机和接收机处都是已知的那个...将（8）中的矩阵的项应用于U子块，并且c1;1;···;..6c1;M=Q···..c1;1;·· ·;..c1;M=Q37频域中的相应信号由下式给出：U^c¼6c U;1; ···; c U;M=Q···c U;1;·· ·;c U;M=QcU;1;1;···;cU1;M=Q. . . ...你好。. cU1;M;·· ·;cU1;M=Q7...ð14 ÞS0¼X cuS乌鲁河2009年6月4日。..75第1页接下来，将IFFT操作应用于每个子块，并且获得时域中的适当信号，如UcQ;1; ···;cQ;M=Q···cQ;1;·· ·;cQ;M=Q2c1;1;···;c1;1···c1;1;···;c1;M=Q3S0¼ IFFTU第1页cuSu）Xu¼1cusu10^c¼6cU;1..;···;c U;1..···cU;M=Q..;···;c U;M=Q77ð15Þ接着确定最小化参数，并且发送具有最小PAPR值的时域信号。46c..Q;1; ···..cQ;1···..cQ;M=Q; ···;cQ;M=Q754.2. 基于RPSM所建议的新颖PTS技术基于从给定相位因子确定“M”的总值修改的相位序列以矩阵形式表示为：c1; 1·· ·c1;M^c¼...ð11ÞU1·· ·cUM（14）和（15）中的矩阵具有阶QM. RPSM在与传统PTS相比，公式（13）考虑了用于搜索最佳相位因子的较少的迭代次数与交织和相邻相位序列矩阵相比，RPSM具有更好的PAPR抑制性能因此，我们利用RPSM的建议PTS技术的模拟。[7]中提出的用于降低PAPR的PTS的低复杂度分数子块方案仅降低了计算复杂度，但PAPR还原性能几乎与传统PTSUcu<$ejhu;2. . . U7在传统的PTS方案中，每一行相位的元素......选择相位矢量以降低PAPR。最佳-2126M.V. R Vittal，K.R. Naidu/ Egyptian Informatics Journal 18（2017）123....加权因子（）下一页时域变换（IFFT）串行到并行转换和划分为子块UUU.k¼0Xz2XFz2次实验-2R输入数据（）下一页时域变换（IFFT）阴谋但在我们建议的方案中，我们观察到PAPR降低性能得到改善，同时，总的计算复杂度也降低。图 1示出了所提出的PTS技术的框图。传入的样本被转换成并行的形式和parti，分割成子块。S表示频率域被划分为U个子块，如使用（6）所表示的。子块划分频率的后续信号提出的方法。OFDM信号的幅度服从瑞利分布，而功率服从具有零均值和两个自由度的卡方分布。设M是OFDM系统的子载波的数量。系统的累积分布函数（CDF）表示为ZzFzfS sds 190通过应用IFFT运算将时域信号变换到时域。这些信号与修改后的相位相乘序列，所得信号表示为其中fS（s）是瑞利分布概率密度函数。因此，（19）可以表示为（）Zz S^s¼IFFT^cuSu R¼^cusu160.s22R2第1页第1页其中r2是方差，r是范围的标准差然后将时域符号应用于给出最佳参数的加权在该块中执行加权因子优化过程，并且在指定为以下条件的情况下选择优化参数：“的。X.#dom变量（20）中的积分可以通过进行适当的替换来计算，S22r2¼k 21（20）中的积分变为argminmax^cusun。1/2~c1.. . ~cU]¼. 1.ð17ÞZZ206n6LM- 1最后对优化后的参数进行乘法运算使得具有最小值的合成信号发送PAPR。相应的信号表示为2Fz-kdk22计算（22）中的积分得到的结果为：Fz1实验 z22023~s¼Xu¼1~cU su18ð Þ ¼--2r2mÞ或5. PTS方案的解析表达式5.1. CCDF的解析表达式在这一节中，我们推导出CCDF、子载波数量、子块以及Fz1-exp-p024其中，p0^2r2表示PAPR阈值。假设信号样本相互独立，具有M个子载波的OFDM数据块的CDF由下式给出：Fz½1-exp-p0]M25（）下一页时域变换（IFFT）....图1.所提出的PTS技术与RPSM的框图UDS-2000M.V. R Vittal，K.R. Naidu/ Egyptian Informatics Journal 18（2017）1231270不适用CU00M¼a实验CU0.000000图2.CCDF与使用随机、交织和相邻相位序列的PAPR阈值根据公式（25），CDF可以表示为：P=PAPR6p001/2 1-exp001]M=26mm来自（34）的子载波的数量q指数p互补CDF（CCDF）由下式给出：M¼a0ð35 ÞP/PAPR>p/n1- 1/21-exp/n-p/n]M/n27我们看到，（35）指定了数量之间的关系，子载波和PAPR阈值。如[26]中所建议的过采样信号的PAPR的CCDF可以写为P=PAPR>p001-1/21-exp001]aMo28Hz接下来考虑所提出的PTS技术，其CCDF的解析表达式在（31）中导出。指定q0为CCDF，（31）可以表示为不适用在（28）中，a是与过采样信号相关的参数在[26]中还指出，a=2.8是对过-q0¼1-½1-ex p-p0]aM3 6如（33）和（34）所述，（36）可以近似为采样系数为4。对于具有U个子块的T-PTS方案，如果OFDM的相位旋转数据块是独立且不相关的，则应用PTS技术后OFDM信号的PAPR的CCDF由下式给出：Uq0¼½aMexp-p0]cU37（37）可以表示为：aMcUq0expp0cU38PPAPRPTSU>p0n1-½1-exp-p0]aMo（29）可以表示为ð29Þð在（38）的两边应用矩阵，我们得到cUlnaMlnq0p0cU39CCDF PTS 1- 1/21-exp-p]aMoU30这意味着（39）可以表示为由于我们在最优控制中使用了一种改进的相序lna无菌q0加权因子的平均化，拟议的PTS技术的CCDFnique可以表示为ð 中文（简体）CU电话：+86-020 - 8888888CCDF因此，子载波数量的表达式为¼ 1-½1-exp-p]aM31拟议临时秘书处01小时0分钟其中（31）中的参数c是其值位于范围0-1。该参数用于绘制图1和图2中的分析结果。 三比六我们从（41）中看到，如果PAPR增加，则子载波的数量增加。根据（40），PAPR的表达式可以表示为5.2. 子载波数和子块数的解析表达式p/l仪表aM-仪表q0ð42 Þ考虑具有M个子载波和U个子块的OFDM系统。通过将CCDF指定为q，来自（28）的根据PAPR的CCDF被表示为q<$n1- 1/21-exp-p0]aMo32其表示如果通过固定子块的数量U和CCDFq0来减少子载波的数量，则PAPR降低。根据（42），如果子载波的数量M和CCDFq0是固定的，PAPR随着子块数目的增加而降低来自（42）的子块数目的表达式为由于exp（-p0）] 1（p0> 0），（32）可以近似为U1。无菌q0Σð43 Þq1-1/21-aMexp1-p0]g33或q¼aMexpression-p0 ±0.34c注射器aM-p0在（41）和（43）中导出的解析表达式指定PAPR、子载波数目和子块数目之间的关系。ð41Þ128M.V. R Vittal，K.R. Naidu/ Egyptian Informatics Journal 18（2017）12322图3. 对于M = 512，U = 2，传统PTS和建议PTS方案的PAPR性能。图4. 对于M = 256，U = 2，传统PTS和建议PTS方案的PAPR性能。图5. 对于M = 128，U = 2，传统PTS和建议PTS方案的PAPR性能。5.3. 总计算复杂度考虑所提出的具有M个子载波和U个子块的PTS方案总的计算复杂度总是等于所需IFFT运算的总数和搜索方法的复杂度之和。我们建议的方法所需的IFFT运算的总数是复数加法和复数加法的总和。乘法我们知道，对于标准IFFT流图，IFFT长度为M所需的复数加法的数量为Mlog 2M和复数乘法的数量是Mlog2M：对于U个子块，所需的复数加法和乘法的数量分别是UM log 2M和UMlog2M。由于亲-所提出的方法需要的正是一半的总复杂的加法和乘法，这个因素是由M.V. R Vittal，K.R. Naidu/ Egyptian Informatics Journal 18（2017）12312944图6.对于M = 128，U = 4，传统PTS和建议PTS方案的PAPR性能T1¼3UM log2Mð44Þ图3示出了CCDF与PAPR的关系图，其中M = 512，U = 2。执行仿真以生成CCDF与PAPR图由于所提出的方案需要如（12）中指定的迭代，因此考虑到子载波和子块的数量的搜索方法的总复杂度为T2¼英寸BWU-1不锈钢波纹管45英寸将（12）代入（45），我们得到T2¼QUM46毫米我们建议的PTS方案的总计算复杂度通过将（44）和（46）相加而获得。如果T表示总计算复杂度，则由下式给出：T1/T1/T2/T3UMlog2MQUM47在6.2节中，我们在计算总复杂度时使用了公式47。6. 结果和讨论6.1. PAPR性能为了观察所提出的PTS和传统的PTS方案的性能，已经通过考虑采用正交相移键控（QPSK）调制的OFDM系统，使用MATLAB软件进行了仿真子载波的数量子块“U”的数量对于所提出的PTS方案，针对折衷因子B = 0.5、1、2的三个值来评估PAPR过采样因子“L”被设置为4。为了验证推导出的解析表达式的准确性，将解析CCDF与模拟结果一起绘制在图1和图2中。 三比六传统PTS和第5.1节中提出的PTS方案的CCDF表达式，（30）和（31）用于分析。分析中的不同参数为a= 2.8，c= 0.52，0.76，M = 128，256，512和U = 2，4。原始OFDM的PAPR的CCDF首先绘制在图1A和1B中。三比六在B = 0.5，1，2时，将模拟结果与传统PTS方案和建议PTS方案的分析结果进行了比较。图 2显示了CCDF与 分别针对子块的数量U = 2使用交织相位序列、相邻相位序列和随机相位序列的PAPR图。从图中可以清楚地看出，使用随机相位序列的PAPR性能优于交织和相邻相位序列的PAPR性能。因此，我们采用随机相序在进一步的仿真结果。对于B = 0.5，1，2的常规和建议PTS方案。首先绘制了原始OFDM的CCDF。我们观察到PAPR随着B的增加而降低。在CCDF为10- 4时，B= 0.5、1、2时的PAPR值分别为9.8dB、9.3dB和8.4dB。图 4显示了CCDF与对于传统PTS和B = 0.5，1，2的建议PTS方案，M = 256，U= 2的PAPR图仿真结果表明，PAPR随B的增大而减小。对于B = 0.5、1、2，在CCDF为10- 4时的PAPR分别为9.3 dB、8.9dB和8.9 dB。8.1 DB. 我们看到，分析结果与模拟结果非常吻合-传统的PTS和建议的PTS技术的结果。与传统的PTS方法相比，该方法有效地降低了峰均功率比，并且与T-PTS方法相比，该方法的峰均功率比的降低也有所改善。CCDF与 M = 128，U = 2的PAPR图如图所示。 五、在B = 0.5，1，2. 为了绘制分析结果，我们考虑c= 0.52，图对于图3-5，c = 0.76。从图 在CCDF为10 - 4时，PAPR值分别比传统PTS低0.7dB、1.1dB和2.1dB。图6示出了对于相同的B值集合，M = 128、U = 4的CCDF与PAPR的关系图。这里，PAPR也随着B的增加而降低。我们从图中看到。图5和图6表明，与传统PTS方案相比，我们提出的方法的PAPR性能得到了改善。结果表明，模拟结果与解析结果吻合较好.图中PAPR的降低。 6比图1中的好。 5，这表示PAPR随着子块数目的增加而减小。例如，对于M = 256、U = 2和B = 1，在图4中CCDF为10- 4时的PAPR为9.0 dB，而对于M = 128、U = 2和B = 1，在图5中PAPR为8.1 dB。在（41）中导出的表达式证明了这些结果。对于M = 128，U = 4和B =1，PAPR值为7.5图6中的dB。在（43）中导出的表达式证明了这一结果。PAPR与子载波数目之间的关系在第5.2节中使用（41）导出。从图1A和图1B中呈现的结果来看，如图3 -5所示，表1中示出了针对T-PTS和B = 0.5、1和2的建议的PTS方案的具有不同子载波的PAPR值。在这里，我们观察到PAPR随着子载波数量的减少而降低。我们还从表1观察到，随着权衡因子B的增加而减小6.2. 计算复杂度本文首先定义了计算复杂度降低比（CCRR），然后给出了计算复杂度降低比的计算公式.130M.V. R Vittal，K.R. Naidu/ Egyptian Informatics Journal 18（2017）123.产品名称：Þ2表1在CCDF为10- 4时，M = 128、256、512的PAPR值。子载波数（M）PAPR0（dB）T-PTS拟议临时秘书处（B = 0.5）拟议临时技术秘书处（B = 1）拟议临时技术秘书处（B = 2）1289.28.58.17.1256109.38.78.151210.49.89.38.5表2T-PTS和建议PTS的复杂性，M = 128、256、512和U = 2。子载波数（M）总复杂度T-PTS拟议临时秘书处（B = 0.5）拟议临时技术秘书处（B = 1）拟议临时技术秘书处（B = 2）1283712160018562368256819235844096512051217,9207936896011,008表3拟议临时技术秘书处的共同核心资源回收率，M = 128、256、512和U = 2。与T-PTS方案相比，B = 0.5，1，2当M = 256时，与T-1数量CCRRPTS方案。我们观察到复杂度随着B的减小而减小，并且对于较低的B值，获得较低的复杂度表3示出了对于子载波的数量M = 128、256和512，针对B = 0.5、1、2，所建议的PTS技术的计算复杂度降低率。对于CCRR计算，我们使用公式（48）中指定的公式。从表3可以清楚地看出，CCRR随着B的减小而提高。例如，对于M = 256和U = 2，CCRR文中给出了该方法的信噪比和CCRR，并与T-PTS技术的结果进行了比较。6.2.1. 计算复杂度降低率与计算复杂度相关的重要参数是计算复杂度降低比，其被定义为：CCRR1拟议方案的复杂性100 48复杂 C-PTS方案它给出了减少百分比的复杂性，通过采用相对于传统的PTS方案的建议方案。使用CCRR，我们可以估计系统的性能与传统方案相比，更高的CCRR百分比指定所提出的方案的良好性能它也被用来比较所提出的方案的复杂性。它也被用来比较所提出的方案的复杂性为不同的值的权衡因素。对于T-PTS技术，我们使用以下公式进行[11]中规定的复杂度计算：T¼3UM log2M2UWU-1M49（49）中的第一项表示IFFT运算的次数，其是复数加法和复数乘法的总数之和。（49）中的第二项表示算法的搜索复杂度。对于所提出的PTS技术，我们使用在第5.3节中导出的（47）中指定的总复杂度方程来执行复杂度计算。表2和表3分别显示了总复杂度和CCRR计算。表2示出了对于B = 0.5、1、2的传统PTS和建议方法的总计算复杂度它表明，与M = 128，256，512和U = 2的T-PTS相比，所建议的方法的复杂度当M = 512时，该方法的复杂度分别降低了9984、8960和6912对于B = 0.5，1，2的PTS方案，其值分别为56.25%，50%和37.48%。对于M = 128和U = 2，CCRR值分别为56.89%、50%和36.21%分别为建议方案，B = 0.5，1，2。折衷因子的值越低，CCRR百分比越高，而B值越高，CCRR百分比越低。7. 结论本文提出了一种新的低复杂度优化PTS技术，结合RPSM降低无线OFDM系统的峰均比与传统的PTS方案相比，该方案同时实现了PAPR的降低和计算复杂度的降低。通过选择折衷因子的最佳值，在降低峰均比和计算复杂度之间获得了有利的折衷。PAPR随着子载波数目的减少和子块数目的增加而减小。分析结果与仿真结果吻合较好。很明显，我们提出的PTS技术在降低PAPR和计算复杂度方面比传统的PTS技术有更好的性能。该技术提高了功率放大器的效率，可以应用于当前的无线系统，如WiMAX和LTE。引用[1] 江 韬 ， 吴 亦 焱 。 综 述 ： OFDM 信 号 的 PAPR 降 低 技 术 。 IEEE TransBroadcast2008;54（2）：257-68.[2] Cimini LJ，Sollenberger NR.使用部分发射序列降低OFDM信号的峰均功率比。IEEE Commun Lett 2000;4（3）：86-8.[3] 吴新春，王金祥，毛志刚，张建伟。降低OFDM信号峰均比的共轭交织分割PTS方案。电路系统信号处理2010;29（3）：499-514. http://dx.doi.org/10.1007/s00034-010-9157-9.[4] Lee Byung Moo，de Figueiredo Rui JP，Kim Youngok.一种用于降低OFDM信号 PAPR 的 计 算 高 效 的 树 PTS 技 术 Wirel Pers Commun 2010;62 （ 2 ） ：431http://dx.doi.org/10.1007/s11277-010-0062-0网站。[5] 赖珍佳，伍世毅，杨柏辉。基于PTS的OFDM信号峰均比抑制：实值遗传算法。EURASIPJWirelCommunNetw2011;126：1-8.http://dx.doi.org/10.1186/1687- 1499-2011-126.子载波（M）拟议的PTS（B= 0.5）（%）拟议的临时秘书处（B = 1）（%）拟议的临时秘书处（B = 2）（%）12856.895036.2125656.255037.4851255.715038.57M.V. 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