适用于便携式应用的LLC谐振DC/DC变换器的性能分析

可在www.sciencedirect.com上在线ScienceDirect电气系统与信息技术学报3（2016）454适用于便携式应用的LLC谐振DC/DC变换器脉冲模拟控制方案的性能分析P. Kowynhhaa，n， K. 克里希纳回来了，K。拉梅什·雷迪ba印度海得拉巴Chaitanya Bharathi理工学院电气和电子工程系b电气和电子工程系，G. Narayanamma Institute of Technology and Science，Hyderabad，India接收日期：2015年12月26日;接收日期：2016年7月7日;接受日期：2016年7月20日2016年8月11日在线发布摘要本文主要研究了适用于便携式应用的LLC谐振DC/DC变换器的脉宽调制（PWM）和脉位调制（PPM）脉冲模拟控制方案的性能分析。使用PSIM 6.0软件对闭环性能、频域性能、初级和次级侧导通损耗和软换向进行了分析，并观察到PPM方案在高输入电压下提供了更好的性能，在宽范围的线路和负载变化下具有良好的频率选择性LLC谐振DC/DC转换器的性能证明使用PPM方案的设计规格为12 V，5 A的输出。© 2016 电 子 研 究 所 （ ERI ） 。 Elsevier B. V. 制 作 和 托 管 这 是 CC BY-NC-ND 许 可 证 下 的 开 放 获 取 文 章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。关键词：导通损耗; DC/DC功率变换器;谐振回路;开关损耗;零电压开关;半桥功率模块1. 介绍基于开关模式脉宽调制（PWM）和压控振荡器（VCO）的频率调制功率转换器通常用于便携式设备中以最大化电池寿命，因为它们在降压应用中提供高效率。PWM转换器相对于后者的优势在于其滤波电路设计简单它们还在中到高负载条件下提供高效率，并具有低输出纹波特性。然而，PWM转换器在待机或轻负载条件下具有较差的转换效率。此时，调频转换器为上述问题提供了解决方案。*通讯作者。电子邮件地址：kowanha. gmail.com（P。Kowalha），gmail.com（K. Krishnaveni），kollirameshreddy@yahoo.com（K.RameshReddy）。电子研究所（ERI）负责同行评审http://dx.doi.org/10.1016/j.jesit.2016.07.0012314-7172/© 2016电子研究所（ERI）。Elsevier B. V.制作和托管这是CC BY-NC-ND许可证下的开放获取文章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。P. Kowdaha等人/Journal of Electrical Systems and Information Technology 3（2016）454455命名法符号列表S1，S2MOSFET开关D1、D2肖特基二极管L r，i Lr 串联谐振电感及其电流L m，i Lm 磁化电感及其电流Cr谐振电容直流电压比R0交流等效负载电阻f0，fp两个谐振频率的LLC谐振变换器β电感比品质因数Vin，V0直流输入和输出电压fn归一化频率共振频率Transformer的nVDS2、IS2漏极到源极的电压和电流通过开关S2P导通、P导通和开关D的开关损耗占空比RDSONMOSFETtd（off）死区时间二极管导通损耗VfD1正向压降平均二极管电流Cp1&Cp2 并联电容器，跨接在电容器固有地，这些转换器具有可变频率操作，因此难以在具有敏感音频或射频子系统的便携式产品中使用这种类型的然而，这些转换器在某些应用中提供了显著的性能改进。这些改进包括更好的低功耗转换效率、简单的转换器拓扑结构和更低的总解决方案成本。因此，频率调制转换器甚至可以用于一些相对噪声敏感的环境，因为它们在典型电池供电系统的操作限制下提供窄带宽操作 此时，提出了具有称为PPM方案的新控制方案的LLC谐振DC/DC转换器（Zhao等人，2009;Foster等人，2008;Xie等人，2007;Bingham等人，2008;Utsab和Sensarma，2016）。与其他负载谐振转换器相比，LLC谐振DC/DC转换器是用于便携式应用的有利转换器，因为它们提供用于初级侧开关的零电压开关（ZVS）和用于次级侧整流器的零电流开关（ZCS）（Chaohui等人，2015; Choi，2015; Yang等人， 2002年），用于更宽的负载范围。基于开关模式PWM和VCO的频率调制控制方案在适用于便携式应用的LLC谐振DC/DC转换器上实现得非常多（Fang等人，2012; Oeder，2010; Kim等人，2010; Weiyi等人，2013年;Wu等人，2013;Bin等人，2013;Fariborz等人，2014;Fu等人，2013年）。本文提出了一种新的控制方案，称为PPM方案的LLC谐振DC/DC变换器，使提高效率和功率密度。重点对LLC谐振DC/DC变换器进行了频率调制PPM方案的研究，并利用PSIM 6.0软件进行了仿真分析，与传统PWM方案进行了比较分析包括闭环性能，频域性能，初级和次级侧传导损失和软换向。LLC谐振DC/DC转换器的性能证明使用PPM方案的设计规格为12 V，5 A的输出与输入电压范围为300456P. Kowdaha等人/Journal of Electrical Systems and Information Technology 3（2016）454p0R.==Fig. 1. LLC谐振DC/DC变换器开环配置电路图。2. LLC谐振DC/DC变换器及其直流工作特性以Lm为激磁电感，Lr为串联谐振电感，Cr为谐振电容的LLC谐振DC/DC变换器开环电路图如图所示。1.一、由于转换器中出现近似正弦谐振电压和电流，因此使用基波近似（FHA）方法分析电路（Li和Bhat，2014）。因此，对于转换器的设计，执行具有最大增益调节的FHA，并且获得电压增益M为（Fang et al.，2012年;Oeder，2010年）V0（f/f0）2（β−1）M在哪里=（f2/（f2−1））+j（f/f）（（f2/（f2−1）（β−1）Q（1）1f0=2πLCfp=2π（L1+Lm ）CrQLr1Cr R0β（电感比）LmLr在上式中，R0是负载电阻的等效值，f0和fp是两个谐振频率。考虑到EQ。在不同品质因数（Q）下，LLC谐振DC/DC变换器的直流工作特性如图1所示。 2使用MATLAB 10.0软件工具。 图 2表示对于不同品质因数Q值，DC增益（M）和归一化频率fn（取为开关频率与谐振频率的比率）之间的曲线图。从上述直流操作特性得出的推论是• 最大增益随负载• 适用于降压型或升压型• 调节在谐振频率附近有效• 工作区可分为零电流开关（ZCS）和零电压开关（ZVS）。通常，ZVS对于LLC谐振DC/DC转换器是优选的，因为MOSFET被用作初级开关。如果工作频率范围在频率fp和f0之间，则可以实现ZVS操作。3. LLC谐振DC/DC变换器的开环和闭环设计在下一节中，讨论了开环和闭环配置中LLC谐振DC/DC转换器的设计。=V0RRP. Kowdaha等人/Journal of Electrical Systems and Information Technology 3（2016）454457×图二. LLC谐振DC/DC变换器的直流特性。表1LLC谐振DC/DC变换器设计规范。规格参数数值直流母线电压范围（VDC）365输出电压（V0）和电流（I0）12 V和5 APFC输出直流环节电容100µF谐振频率100 kHzTransformer匝数比18：1最大所需电压增益1.25等效负载电阻630▲3.1. 开环配置的LLC谐振DC/DC变换器用于便携式应用的LLC谐振DC/DC转换器的设计规格如表1所示。基于图1所示的直流特性， 2、谐振回路参数与Transformer匝数比（n）是为了在高输入下优化性能而设计的。半桥LLC谐振DC/DC变换器的Transformer匝数比用公式n=Vin/（2V0） 在找到匝数比之后，参考Yang等人给出的设计程序，最终的谐振网络参数值被设计并列于表2中。（2002年）的报告。3.2. 采用脉冲模拟控制的闭环LLC谐振DC/DC变换器设计根据LLC谐振DC/DC变换器的设计值，利用PSIM 6.0软件工具设计并实现了PPM和PWM等脉冲模拟控制方案的闭环电路。在两种控制方案中，半桥逆变器的两个MOSFET均由死区时间电路提供的370 ns的方波脉冲门控，以避免两个MOSFET开关的交叉导通。458P. Kowdaha等人/Journal of Electrical Systems and Information Technology 3（2016）454表2LLC谐振DC/DC变换器的设计值参数设计值Lm1924µHLr481µHCr5.26 nFfr100 kHzM4Q0.48M@f01.1最小频率70 kHz3.2.1. PPM方案图 3示出了闭环配置中具有PPM控制方案的LLC谐振DC/DC转换器的仿真电路图。 参照图 PPM方案/转换器由微分器、整流器和单稳态多谐振荡器组成。在该多谐振荡器的输出端产生一个死区时间为370 ns的脉冲。微分器的输入是PWM波形。在PPM中，脉冲相对于其未调制的发生时间的位置根据消息信号（即感测输出）而变化。如果PWM信号被微分，则获得脉冲串。它由分别对应于脉冲前沿和后沿的正向和负向窄脉冲组成如果对应于未调制脉冲的后沿的位置被计数为图三.采用PPM控制方案的LLC谐振DC/DC变换器的闭环结构。P. Kowdaha等人/Journal of Electrical Systems and Information Technology 3（2016）454459见图4。PWM控制LLC谐振DC/DC变换器的闭环结构。零位移，则其他后缘将更早或更晚到达因此，这些脉冲将具有与感测的输出信号电压的瞬时值成比例的时间因此，通过控制选通脉冲的出现位置来控制输出电压的变化。3.2.2. PWM方案图图4示出了具有闭环配置中的PWM控制方案的LLC谐振DC/DC转换器的仿真电路图。参考图4，LLC谐振转换器的输出被感测并与12 V的参考电压进行比较，这给出了误差信号。比例和积分控制器是在这个误差信号上实现的，从而导致基于转换器的操作条件的两个MOSFET开关所需的栅极脉冲。在这两种控制方案中，比例和积分控制器（PI）参数均使用Ziegler-Nichols整定PID控制器规则（Benjamin，2003; Katsuhiko，2011）设计PID整定完全基于给定设备的瞬态响应特性。因此，在PWM控制方案中，驱动栅极信号的时钟频率是固定的，并且其脉冲宽度基于操作条件来调整。4. PPM与PWM控制方案为了最大限度地延长电池寿命，PWM、调频电源转换器通常用于便携式设备。它们在降压应用中提供高效率。在这里，PPM功率转换器的性能进行了讨论，PWM控制方案，并证明，这种转换器提供了更好的性能，在高输入电压。对第3节所示的控制方案进行了总时间为0.1 s的仿真，并针对闭环配置、频域性能、初级和次级侧导通损耗以及软换向对其性能进行了分析。460P. Kowdaha等人/Journal of Electrical Systems and Information Technology 3（2016）454图五. LLC谐振DC/DC转换器在满载时的输出电压，具有（a）PPM，（b）PWM控制方案。4.1. 闭环性能分析了LLC谐振DC/DC变换器在PPM和PWM控制下的闭环特性。4.1.1. 满载调节图 5分别代表PPM和PWM控制方案下LLC谐振DC/DC变换器在满载时的仿真输出电压。从图5中可以清楚地看出，与PWM相比，PPM方案的瞬态响应良好，尽管两种方案都在满负载时调节输出电压。4.1.2. 空载调整图 6分别表示PPM和PWM控制方案下LLC谐振DC/DC变换器空载时的仿真输出电压。PPM方案在12 V时提供空载调节，具有良好的瞬态响应。但是PWM方案提供16.0 V的空载调节，这对于实际目的来说是一个很高的值。因此，PWM方案在轻载或待机条件下的转换效率非常差，如图所示。 6（b）.P. Kowdaha等人/Journal of Electrical Systems and Information Technology 3（2016）454461见图6。LLC谐振DC/DC转换器在空载时的输出电压，具有（a）PPM，（b）PWM控制方案。4.2. 频域性能利用PSIM 6.0软件对LLC谐振DC/DC变换器进行了PPM和PWM两种模式下的交流扫描频域分析 图图7示出了LLC谐振DC/DC转换器的幅值和相位图（波特图）。从图7中，可以找到频域规格，如增益裕度（G.M）、相位裕度（P.M）、增益交叉频率（Wgc）和相位交叉频率（Wpc）（Benjamin，2003;Katsuhiko，2011），并在表3中列出。通过观察表3，可以非常清楚地看到，与PWM相比，PPM控制方案提供更小的增益裕度和更大的转换器带宽，即它为变换器提供了宽的输入电压范围但该方案与PWM方案相比具有较高的P.M，这一缺点可以通过选择适当的变换器补偿器来克服表3采用PPM和PWM方案的LLC谐振DC/DC变换器的频域特性。PPMPWMG.M（dB）3530P.M（学位）10931Wgc（krad/s）0.61.6Wpc（krad/s）2613.6462P. Kowdaha等人/Journal of Electrical Systems and Information Technology 3（2016）454见图7。LLC谐振DC/DC转换器的幅值和相位图，具有（a）PPM，（b）PWM控制方案。4.3. 传导损耗本节将计算两种控制方案下单个MOSFET开关和单个二极管上的传导损耗。4.3.1. 原边传导损耗图8表示两种控制方案的初级侧电感器电流iLm、iLr和MOSFET 2VDS2的漏极到源极电压的模拟波形，分别以安培和伏特表示。表4中列出了两种控制方案在低输入电压Vin= 300 V的最差工作条件下单个MOSFET开关的一次侧电流和相应开关导通损耗（PS导通）和开关损耗（P开关表4中给出的传导损耗用以下公式计算：PS传导=D×（iLrrms）2×RDSON（2）其中D=占空比，iLrrms=谐振槽电流，RDSON= MOSFET的导通状态漏源电阻，取为0.48▲。P. Kowdaha等人/Journal of Electrical Systems and Information Technology 3（2016）454463见图8。 （a）PPM，（b）PWM控制方案下LLC谐振DC/DC变换器的iLm，iLr，VDS2表4两种控制方案的一次侧电流和相应损耗的总结PPMPWM初级有效电流（iLr），单位为安培0.6490.579开关关断电流（iLm），单位为安培0.2110.433开关占空比（%）26.5435.71P单个开关的S传导（W）0.050540.05648单个开关的P开关，单位为瓦特0.19880.3292两种控制方案都可以实现零电压开关，能量存储在谐振回路中。因此，通过合理设计谐振回路和死区时间，MOSFET谐振导通（全ZVS），如图10所示。因此，关断损耗贡献了LLC谐振转换器的开关损耗关断损耗可以近似为：P开关g=0。5×iLm×Vin×td（off）×fs（3）iLm=开关关断电流从表4中得出以下观察结果。• 占空比最小的PPM控制方案，导致较小的传导损失。• PPM控制方案的开关损耗较小。• 对于PPM控制方案，初级侧单个MOSFET计算的总损耗较小464P. Kowdaha等人/Journal of Electrical Systems and Information Technology 3（2016）4542图9.第九条。通过整流二极管的电流波形，采用（a）PPM，（b）PWM控制方案。4.3.2. 二次侧传导损耗由于均方根（RMS）电流最高，次级侧二极管的最差工作条件是满负载，并且当向转换器提供最低输入电压（Vin= 300 V）时存在这种条件 图 9表示对于两种控制方案，通过次级侧上的两个二极管的电流，单位为安培。通过见证图。对于两种控制方案，次级侧二极管电流和单个二极管开关的相应二极管导通损耗（P D导通）的汇总见表5。在实现每个二极管承载一半相应的输出电流时，表5中给出了单个整流二极管的传导损耗，并根据公式PD传导=. ID× V fD1（四）其中，ID=平均二极管电流，VfD1=正向压降（单位：V），对于肖特基二极管，合理值为0.35 V。下面的观察是从图。表9和表5。表5两种控制方案的次级侧二极管电流和相应的导通损耗总结PPMPWMID（average diode current）in amps6.549.72单个二极管的PDconduction（单位：瓦）1.141.70P. Kowdaha等人/Journal of Electrical Systems and Information Technology 3（2016）454465• PPM中观察到的不连续性较少• 对于PPM，观察到较少的二极管导通损耗。4.4. 软交换一个设计的电容值为80 pF（Cp1和Cp2）并联连接到两个控制方案的开关，以支持软开关（ZVS）。这在图10的帮助下针对两种控制方案示出，图10以相应的安培和伏特表示通过开关S2的电流（IS2）和开关S2的漏极到源极电压（VDS2）的模拟波形。参照图如图10所示，很明显，谐振回路仅允许正弦电流流过，即使方波电压施加到它。由于电流的这种振荡性质，与传统的硬开关PWM转换器相比，电流和电压之间的重叠区域减小从而减少了环流能量，使谐振开关成为变换器的软开关。更准确地说，很明显，MOSFET是用ZVS导通的，并且是用磁化电流iLm而不是用负载电流实现的，因此即使在空载的情况下也可以实现ZVS。从图10中可以清楚地看出，控制方案PPM和PWM都经历软换向。对采用脉冲模拟控制方案的LLC谐振DC/DC转换器进行的性能分析总结见表6。因此，从表6中可以清楚地看出，PPM方案是两种控制方案中最合适的方案。对于便携式产品中的实际应用，选择Texas Instruments的以FSFR2100交易的IC作为电源见图10。（a）PPM、（b）PWM控制方案下开关S2466P. Kowdaha等人/Journal of Electrical Systems and Information Technology 3（2016）454表6两种脉冲模拟控制方案的性能分析总结。PPM PWM转换效率94 91瞬态响应和输出纹波瞬态响应差，输出纹波更好的瞬态响应，最小的输出纹波输入电压范围宽窄初级侧传导损耗。PPM控制方案被观察到具有次级上的二极管电流的最小不连续性PPM控制方案观察到的不连续观察到次级侧二极管导通损耗PPM控制方案，软换向PPM和PWM控制方案由于存在谐振回路以及Cp1和Cp2而进行软换向。转换器的开关现在，PPM控制方案的LLC谐振DC/DC变换器的实验评估和结果与仿真结果进行了验证。5. 实验验证图图11示出了最大功率为60 W的LLC谐振DC/DC转换器的实验设置。在实验装置中，半桥逆变电路采用德州仪器公司的FSFR2100集成电路FSFR2100集成电路根据负载和线路变化提供频率调制，以调节转换器的输出电压肖特基二极管用于半桥整流电路。具有低等效串联电阻（ESR）的高频电容器集成的Transformer用EER 3542磁芯实现，该磁芯具有匝数比n= 18：1的分段式线轴。绕制绞合线以获得集成Transformer的匝数。集成的Transformer被构建为使得漏电感提供用于转换器的串联电感器（L r）并且磁化电感提供用于转换器的并联电感器（L m）（Iqbal等人，2015;Maurya等人，2014;Lee等人， 2013年）。 为了提高所设计的PPM变换器的性能，将电路板上的高频、大电流通路做得宽而短。开关频率范围在60 kHz和100 kHz之间调谐，覆盖转换器的所有操作模式，负载电阻从见图11。LLC谐振DC/DC变换器的实验装置。P. Kowdaha等人/Journal of Electrical Systems and Information Technology 3（2016）454467×见图12。空载条件下LLC谐振DC/DC转换器波形Io= 10 µA，Vo= 12 V（Vin= 400 V时）（a）通道1：初级侧VDS2voltage in volts.通道2：通过MOSFET 2的电流（单位：安培），（b）次级负载电压（V0）（单位：伏特）。2.5▲无限。在不同负载（0- 5A DC）和输入电压条件（300-400 V DC）下对原型进行了测试图图12和图13示出了当输入电压为400 V和300 V时在空载和满载下的实验结果。 用于测量漏极到源极电压（V DS2），如图1和图2所示。图12（a）和图13（a）中，CRO的探头与10倍放大器连接。图13（a）所示的最差情况波形与图8（a）所示的模拟结果一致。开关电流IS2（即流过MOSFET 2的电流）通过FSFR 2100IC的CS引脚检测，带有2 WR检测电阻（R8），如附录所示，这是LLC谐振DC/DC转换器的PCB布局。 空载和满载条件下的开关电流如图1和2所示。图12（a）和图13（a）示出了作为CRO的通道2波形。从这些电流波形可以清楚地看出，在空载时，感测到的电流可以忽略不计，而在满载时，感测到0.1 A的合理电流。参考Wu等人（2013），通过选择合适的Cp值、最大开关频率和死区时间，功率MOSFET可以在无振铃的情况下导通和关断。图12（a）说明了这一事实。通常，Cp并联连接到功率MOSFET的漏极和源极端子。图 13（a），漏极-源极电压上升和下降时间小于必要的死区时间[见图 12（a）]。这是由于在导通和关断时间的满负载条件下的漏源电流值较高。PPM控制方案的实验结果和模拟结果在表7中给出。在如表7所述的实验结果中，开关频率对于空载和满载条件是不同的在设置中，频率调制由FSFR 2100 IC完成，该IC通过隔离图13岁LLC谐振转换器在满载条件下的波形Io= 5A，Vo= 12 V，当Vin= 300 V时（a）通道1：初级侧VDS2电压，单位为V。通道2：通过MOSFET 2的电流（单位：安培），（b）次级负载电压（V0）（单位：伏特）。468P. Kowdaha等人/Journal of Electrical Systems and Information Technology 3（2016）454表7用仿真结果验证实验结果空载状态，Vin= 400 V满负荷状态，Vin= 300 V仿真实际仿真实际fs（kHz）8910067.566VDSin volts400400300290V0（单位：伏特）12121211.9图十四岁在不同输入电压和不同负载条件下测得的效率图基于负载/线路变化的光耦合器在保持时间期间调节输出电压。图图12（a）和13（a）给出了空载和满载条件下输出电压V 0的实验结果，这些结果可以与图12（a）和13（a）中所示的仿真结果相匹配。5（a）和6（a）。 图图14表示不同负载条件下V in= 400 V和V in= 300 V时的平坦效率曲线。在满载条件下观察到94%的效率。从图从图14中可以清楚地看出，在轻负载下，由于LLC谐振DC/DC转换器的恒定输出电压应用中出现的开关频率和无功功率的增加，效率降低。6. 结论利用PSIM 6.0软件对适用于便携式应用的LLC谐振DC/DC变换器的脉宽调制（PWM）和脉位调制（PPM）脉冲模拟控制方案进行了性能分析。据观察，PPM方案提供了更好的性能，在高输入电压与良好的选择性的频率在很宽的范围内的线路和负载的变化。LLC谐振DC/DC转换器的性能证明，使用PPM方案的设计规格为12 V，5 A的输出工作与输入电压范围为300-400 V，使用FSFR 2100集成电路的德州仪器。该集成电路采用SOI HB功率MOSFET模块实现了适合高频高压功率转换的功率转换集成电路。这种集成大大简化了设计，在原型制作时间和PCB尺寸方面的显著优势。最大负载电流为5A，最大效率为94%.实际上，功率因数校正（PFC）单元用于向转换器提供输入，因此工作频率的微小变化足以补偿负载和线路变化。P. Kowdaha等人/Journal of Electrical Systems and Information Technology 3（2016）454469阑尾LLC谐振DC/DC转换器引用本杰明，C.K.，2003. 《自动控制系统》，第8版，PHI出版社。Bin，G.，林角，英-地是的，Chen，B.F.，多米尼克，J.，Lai，J.- S.（Jason），2013. 零电压开关PWM谐振全桥变换器，用于电动汽车电池充电器，具有最小的桥式整流器的循环损耗和最小的电压应力。 IEEE Trans. 电力电子 28（October（10）），4657-4667.Bingham，C.M.，安，雅，福斯特议员斯通地检官2008年具有显著漏感的双输出LCLC谐振转换器的分析与控制。IEEETrans.PowerwerElectron.23（July（4）），1724-1732.潮辉湖，王杰，Colombage，K.，古尔德，C.，Sen，B.，斯通，D.，2015年。 基于4kW LLC谐振变换器的电动汽车电池充电器的电流纹波减小。In：IEEE Energy Conversion Congress Exposition，20 -24 September，蒙特利尔，QC，pp. 6014-6021。Fang，X.，中国科学院，Hu，H.，沈，J.，巴塔塞岛2012. 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