工程科学与技术，国际期刊20（2017）965完整文章最大限度降低SLL的天线阵列系统的硬件实现阿姆河放大图片作者：Husseina，Mohamed A. 阿卜杜拉ca电子与电气通信工程系，埃及坦塔坦塔大学工程学院b通信和计算机工程系，工程学院，德尔塔科技大学，埃及c埃及吉萨多基电子研究所阿提奇莱因福奥文章历史记录：2016年9月10日收到2016年10月31日修订2016年11月11日接受2016年12月9日关键词：天线阵列波束形成功分器旁瓣电平A B S T R A C T降低旁瓣电平在现代通信系统中具有重要意义。它被认为是数字波束形成最重要的应用之一，因为它减少了到达主瓣外的干扰的影响。这种干扰减少增加了通信系统的容量。本文介绍了一种利用微带技术实现的天线阵列系统建议的天线阵列系统由两个主要部分，天线阵列，其馈电网络。功率分配器在各种无线电频率和通信应用中起着至关重要的作用。功率分配器可以用作天线阵列的馈电网络。对于辐射方向图的合成，需要不均等分裂功率分配器。介绍了一种四端口不等圆扇形功分器的设计及其在天线阵SLL抑制中的应用。从每个功率分配器分支出现的信号的幅度和相位使用短截线和插入匹配技术来调整。这些匹配技术用于根据期望的功率比来调整分支阻抗。利用CST MICROWAVE STUDIO软件包完成了天线阵列和功分器功率分配器在Rogers R03010基板上实现，介电常数εr=10： 2，损耗角正切为0.0035，此外，还介绍了一种超宽带（UWB）天线单元和阵列设计。天线元件和阵列在具有介电常数er<$4： 5、损耗角正切为0.025和高度h<$1： 5 mm的FR 4（有损）基板上实现。使用矢量网络分析仪（VNA HP 8719Es）进行实验测量。测量结果与仿真结果吻合较好。©2016 Karabuk University. Elsevier B.V.的出版服务。这是CCBY-NC-ND许可证（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。1. 介绍许多研究工作试图通过在天线阵元之间引入非均匀间距和借助GA算法的位置扰动来降低线性天线阵的SLL[1一种简化SLL的迭代方法在[1]中引入了通过在天线元件之间引入不均匀的间隔，其中假设激励的幅度是恒定的。这种迭代方法有一些缺点，如：在SLL和一半的减少小*通讯作者。电 子 邮 件 地 址 ：amr. f-eng.tanta.edu.eg ，amrvips@yahoo.com （ A.H.Hussein ） ，drmohmetawee@gmail.com （ M.A.Metawe'e ） ， haythm_eri@yahoo.com（H.H. Abdullah）。由Karabuk大学负责进行同行审查对应于SLL减小的功率束宽展宽。在文献[6]中，介绍了利用遗传算法（GA）通过改变阵元间距来降低线阵SLL的更多尝试。不幸的是，该算法仅限于天线单元数较少的天线阵列，并且单元数越多，来自非均匀分配的益处越小。阵列单元的位置扰动用于减小相控天线阵列的SLL[7]。它导致在可见光区域的中心部分处的SLL减小，但是在图案的两侧具有更高的旁瓣，这需要通过在阵列结构中使用定向元件进行特殊处理。在[8]中使用实数编码遗传算法（RCGA）优化技术提出了减少SLL的其他尝试。RCGA的结果在一个均匀间隔的阵列结构与更大的阵列尺寸比原来的阵列结构。http://dx.doi.org/10.1016/j.jestch.2016.11.0142215-0986/©2016 Karabuk University.出版社：Elsevier B.V.这是一篇基于CC BY-NC-ND许可证的开放获取文章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。可在ScienceDirect上获得目录列表工程科学与技术国际期刊杂志主页：www.elsevier.com/locate/jestch回历966年Hussein等人/工程科学与技术，国际期刊20（2017）965另一方面，功率分配器广泛用于各种微波/RF电路，例如天线阵列系统。特别地，功率分配器可以用作天线系统的馈电网络以提供所需的激励系数。通过控制功率分配比，可以实现期望的波束形成。本文介绍了近几年来各种结构的具有高性能的灵活（等或不等）功率分配比的功分器的发展情况文献[9]提出了一种新型的三频不等Wilkinson功分器。该结构是在传统的圆形扇形功率分配器首先由Abu Zahra和Gupta[10，11]引入，作为替代馈电天线阵列中使用的有损共电馈电结构的替代方案之一。扇形多端口功分器因其独特的优点而被广泛应用与其他传统的共同馈电结构相比，当使用扇形功率分配器时，尺寸减小本 文 介 绍 了 一 种 最 大 限 度 地 降 低 SLL 的 根 据 [12] 中 提 出 的MoM/GA算法，SLL降低基于激励系数合成。提出了一种新型的四端口不等圆扇形功分器作为天线阵的馈电网络从每个分频器分支出现的信号的幅度和相位这些匹配技术用于根据期望的功率比来调整分支阻抗。利用CST MICROWAVE STUDIO软件包完成了天线阵列和功分器的设计2. 建议的天线阵列系统，用于最大限度地降低SLL在这一节中，介绍了使用微带技术的天线阵列系统的SLL减少的实施 图图1描述了所提出的天线阵列系统，其包括如下两个主要部分：1. 天线阵列是由四个WB半圆形缝隙天线单元组成的均匀间隔阵列2. 馈电网络;提供必要的激励系数，以实现最大的SLL降低。馈电网络是一个多端口功分器电路，它是共馈波束形成网络结构设计中的一个重要组成部分。电力被分配到辐射元件通过多端口功率分配器。它也是一种有用的微波设备相控阵天线，混频器和有源器件。SLL降低基于使用[12]中提出的MoM/GA算法的激励系数合成。一个多端口不等功率分配器被用作馈电网络，它提供了所需的激励系数。介绍了一种新的宽频带半圆形缝隙天线的设计所设计的WB天线单元的线性天线阵列被用作系统的测试用例 该流程图描述了整个天线阵列系统的最大SLL reduc- tion的设计过程中，如图所示。 二、在以下部分中，执行四元件天线阵列的合成以最大化SLL降低，随后是三个部分。第一个是专门用于功率分配器的合成，以实现所需的馈电幅度比或动态范围比（DRR）和阵列元素之间的相对相移。第二部分是微带阵列的综合与制作。最后一节专门介绍整个系统的组装。Fig. 1.提出的天线阵列系统的SLL减少的框图。图二. 设计程序的流程图。¼¼¼-1/4-RA.H. Hussein等人 /工程科学与技术，国际期刊20（2017）965-9729673. 最大限度降低SLL的天线阵综合在本节中，介绍了四单元均匀线性天线阵列（天线阵）的合成，以实现最大的表1利用MATLAB仿真软件对合成天线阵的激励系数（an）、阵元间距（d）、阵元间距（SLL）、阵元间距（HPBW）和阵元间距（DRR）进行了仿真比较均匀阵列综合天线SLL减少。SLL的减少是通过优化的ele-sLL的阵列使用[12]中提出的（MoM/GA）算法计算单元间距和激励系数。考虑一个均匀线阵，它由四个单元均匀分布的天线组成M = 4个元素M = 4个元素d¼0： 5kdo¼ 0： 62ka11ao11.5367[12]，合成天线阵列旁瓣电平降低到SLL32： 1422 dB，比均匀天线阵列的SLL低20：8367 dB。此外，合成阵列具有与原始阵列相同的HPBW1/426： 46λ，如图3所示。表1列出了优化后的单元间距do和激励系数aon。此外，考虑到具有相同数量的天线元件（例如，M1/4，元件间距d）的切比雪夫阵列，将合成的方向图与经典的切比雪夫方向图进行比较。k= 2，并且相同的旁瓣电平SLL32：1422 dB，如图所示。3.第三章。很明显，合成的方向图比具有HPBW32： 9π的经典切比雪夫方向图提供更小的窄波束宽度。需要设计一个馈电网络，提供同步信号，在DRR为7时，其激励系数为68dB。馈电网络采用分频比为7： 68dB的不等功率分配器设计，如下一节所述。4. 一种新型不等圆扇形功分器a41ao41.5367HPBW<$26：46分HPBW<$26：46分SLL<$-11：3035 dBSLL<$-32： 1422 dBDRR= 2.422或DRR¼7： 68 dB见图4。 功率分配器原理图。功率分配器的示意图如图4所示。理想情况下，功率分配器是一个网络，有一个输入和N个输出. 输入功率将在输出端口之间分配功率分配器一般分为八类，即：T型结、威尔金森功率分配器、定向耦合器、兰格耦合器、混合结、多级多路功率分配器、双频功率分配器和电磁功率分配器。在本文中，使用的圆扇形多端口与其他常规的共同馈电结构相比，当使用扇形功率分配器时，尺寸减小约32%。此外，与圆形扇形功分器相比，T结功分器和威尔金森功分器的中心频率没有偏移。图5示出了N路圆形扇区功率分配器及其级联能力。圆扇形功率分配器的设计公式（1）[14、15]。图五. n路圆扇形功分器及其级联能力。F½A·RB] ·eCD=R哪里ð1Þ图三.利用MATLAB软件将合成后的天线阵列方向图与均匀天线阵列方向图和经典切比雪夫方向图进行了比较。电话：+86-21-传真：+86-21-66688888© 2018-2019www.hzb.com版权所有并保留所有权利时间：2019-05 - 2800：01：01周一至周五0： 21- 2： 56h周一至周五 0： 778h2- 0： 138h3周一至周五h是以mm为单位的衬底厚度，er是衬底介电常数，R是以mm为单位的扇区半径。在这一部分中，提出了一种新的四端口不等圆扇形功分器的设计与控制功率比。 功率比通过使用短截线匹配和插入匹配技术来控制，以根据期望的功率比来调节分支阻抗。图6示出了所提出的不相等的四端口功率分配器的前视图。 图图7示出了所提出的具有50 XSMA连接器的功率分配器的后视图。存根间距d1/4k=2。该阵列具有HPBW1/426： 46带宽，一个21ao23.7219SLL¼-11：3035 dB[13]。应用SLL缩减技术一个31ao33.7219¼¼¼¼回历968年Hussein等人 /工程科学与技术，国际期刊20（2017）965-972见图6。所提出的使用CST的不等圆扇形功率分配器的前视图。见图7。采用CST的50X长度L、短截线距离P和插入馈电深度D控制分配器端口之间的功率比。工作频率由扇区半径R控制。功率分配器在Rogers R03010基片上实现与的介电常数er<$10： 2;损耗角正切为0.0035，高度h<$1： 28 mm。（1）在频率f2： 4 GHz时，产生的扇区半径将为R24 ：18mm 。 表 2 中 列 出 了 使 用 软 件 包 CSTMICROWAVESTUDIO优化的功率分配器尺寸（mm）。所制造的功率分配器在图8（a）和（b）中示出。图9示出了使用CST模拟器获得的4路圆形扇区功率分配器的散射参数。仿真结果表明，功率分配器的谐振频率是fs2： 402 GHz。同时，输出功率在中间端口和外部端口之间非均等地分配。所得的功率分配比被发现是7.68分贝，这等于最大SLL减少所需的DRR。 测量的散射图10中示出了与CST模拟结果相比的所制造的功率分配器的参数。CST的仿真结果与VNA的实验测量结果吻合较好。 但是，存在0： 1 GHz的偏移见图8。(a)前视图，（b）后视图的制造不平等的四个端口的圆形扇形功分器。见图9。利用CST仿真器得到了四路圆扇形功分器的散射参数。在模拟的f s之间 测量的f m由于制造误差引起的谐振频率。在测量的共振处在频率fm^2： 3GHz下，所制造的功率分配器的测量功率分配比为7：7dB，其非常接近于模拟的功率分配比。表2优化的功率分配器尺寸（单位：mm）。扇形半径R¼24： 85 mm扇形顶角90°输入和输出分支宽度Wb 1： 4 mm中间分支长度Li¼ 23： 71986 mm外枝长度Lo¼23： 75 mm短柱长度L¼6： 6 mm短柱距离P¼ 10 mm嵌入深度D¼ 3： 441783 mm插入宽度W插入¼ 1 mm基板尺寸<$80mm×70mm最大值为7： 68 dB。图图11示出了使用CST模拟器的散射参数相位。在fs2： 4 GHz时，端口之间所需的相移应为零，因为合成的激励系数如表1中所列，事件是纯真实的。但是，存在大约9度的轻微相移，这将不会影响所得的阵列辐射图案。图12示出了在所测量的谐振频率下在所制造的功率分配器的每个端口处的实验相位测量。测量结果表明，在大约7 ° F m处有轻微的相移， 1/2：3 GHz，小于模拟情况下的相移变化¼¼¼ð¼ÞA.H. Hussein等人 /工程科学与技术，国际期刊20（2017）965-972969图10个。制作的功分器的散射参数测量值与CST模拟结果的比较见图11。利用CST模拟器得到的散射参数的相应相位。见图12。用矢量网络分析仪（HP 8719 Es）测量了制作的功分器的散射参数的相应相位。结果这将确实给出天线阵列辐射方向图中的更准确的结果。由于所制造的功率分配器的谐振频率在fm2： 3 GHz处是有效的，因此为了验证起见，有必要在该频率处合成天线阵列，如图所示。在接下来的章节中。5. 宽带半圆形缝隙天线单元诸如超宽带天线技术的无线技术的发展增加了对宽带（WB）天线的需求在这些系统中，印刷宽缝隙天线由于其宽带匹配特性和全向辐射方向图而受到广泛关注[16]。在这一节中，设计了一个微带线馈电的宽带天线，图十三.使用CST模拟器设计的所提出的半圆形缝隙天线的配置，其使用具有er1/4：5和hr1/4：5 mm的FR 4（有损耗）基板。图14. 所制作之半圆形槽孔天线元件。提出了通过优化叉形调谐短截线的宽度D和长度H这种WB天线被选择来匹配制造的功分器在其谐振频率fm2： 3 GHz，这确实导致更好的辐射方向图特性。图13示出了所提出的具有半径为R19 mm的半圆形孔径的缝隙天线的几何形状和尺寸圆的半径是在基板的中心。图14示出了所制造的半圆形缝隙天线。 图图15示出了使用CST软件获得的天线元件的散射参数与使用VNA（HP8719Es）制造的天线元件的实验测量的比较。仿真结果表明，所设计的天线单元具有较宽的工作频率范围（1.86测试结果表明，该天线单元具有较宽的工作频率范围（2.1 ~ 6 GHz）。图16（a）、（b）和（c）示出了所提出的天线元件在谐振频率fm处的模拟远场辐射图 2：3 GHz的功率分配器。天线在H平面中给出几乎全向的辐射图，一个偶极状的辐射模式在E-平面如图所示。 16(b)和（c）。6. 最大限度降低SLL的微带天线阵的实现考虑前面在第2节中讨论的均匀线性天线阵列。该阵列由四个天线元件组成，具有均匀的元件间距d1/2k=2。该阵列具有HPBW1/426：46带宽，-¼¼联系我们时速970英里Hussein等人/工程科学与技术，国际期刊20（2017）965SLL11：3035 dB。在第3节中获得了最大SLL降低的合成单元间距和激励系数。这就要求实现综合天线阵系统。为此，本文介绍了k=2均匀天线阵和0： 62k综合天线阵的CST设计，首先介绍了均匀天线阵的CST设计。CST设计的半圆形缝隙天线单元用于构造k=2均匀天线阵。单个元件的工作频率被选择为fm/2： 3 GHz。因此，所需的元件间距为d64： 99 mm。 图图17（a）和（b）示出了天线阵列的前视图和后视图。22： 99 mm宽的纵向槽在接地平面中的天线元件的中间制成，以减少天线元件与接地平面之间的耦合图15.利用CST仿真方法对半圆形缝隙天线单元的散射参数 S11与实验测量值进行了比较。图16.所提出的天线元件在功率分配器谐振频率fm2： 3GHz处的模拟辐射图案（a）图案的3D图，（b）H平面中的图案的极坐标图，以及（c）E平面中的图案的极坐标图。如图所示。 17（b）.天线阵列的所得散射参数如图18所示。图19示出了在f m处均匀天线阵列的辐射方向图2：3 GHz。应用均匀励磁系数-CST仿真结果表明，该阵列方向图具有SLL13： 1 dB，HPBW25： 8dB，非常接近表1中列出的MATLAB仿真结果。作为第二步，CST设计的合成天线阵列，提供最大的SLL减少。采用半圆形缝隙天线单元构成了单元间距为0： 62k的天线阵。在图十七岁（a）前视图，（b）k=2均匀天线阵列的CST设计的后视图图十八岁利用CST方法计算了k=2均匀天线阵的散射参数3033060300120240150210A.H. Hussein等人 /工程科学与技术，国际期刊20（2017）965-972971图十九岁（a）3D极化辐射方向图，（b）使用CST的在1/40GHz处的均匀天线阵列的2D极化辐射方向图图20.所制造的天线阵列用于使用具有er1/4：5和h1/4：5 mm的FR 4基板来最大化SLL降低。图22. (a)（b）使用CST软件的合成天线阵列的2D极化辐射方向图。图23岁装配式天线阵列系统的完整结构090 270图21岁利用CST软件对合成天线阵列的散射参数与实验测量值进行了比较。180图24.合成天线阵列的二维极化方向图测量。¼¼¼-¼¼¼¼-回历972年Hussein等人/工程科学与技术，国际期刊20（2017）965表3对比了天线阵列系统SLL降低前后的MATLAB结果、CST结果和实验测量结果。天线阵系统测量参数MATLAB仿真CST模拟实验测量SLL减少前SLL HPBWSLL减少后SLL-11：3035分贝26： 46分贝-32：1422分贝-13：1分贝25： 8分贝-33：6分贝––-32：33分贝HPBW 26：4625：826： 74f m2：3 GHz时，天线单元间距为d 80：58 mm，在天线单元中间的接地平面上设置38：58 mm宽的长槽，以减小天线单元之间的耦合。 图图20示出了用于最大化SLL减小的所制造的天线阵列。 图 21显示了散射参数。利用CST软件对合成天线阵列的天线参数进行了计算，并与实验测量结果进行了比较。由于制造误差，在模拟和测量结果之间存在频移。但是，在工作频率fm2： 3GHz处仍有良好的匹配. 图22示出了合成天线阵列的模拟辐射方向图。应用表1中列出的使用MATLAB软件获得的合成激励系数，CST仿真结果指示的的合成阵列图案具有SLL1/4 -33： 6dB，其比等于13： 1dB的原始均匀阵列方向图的SLL低得多。合成的阵列图案具有HPBW25： 8λ，其与原始阵列图案HPBW25： 8λ相同。图23示出了所制造的天线阵列系统的完整结构。功率分配器通过相同长度的同轴电缆连接到天线阵列，以避免阵列元件之间的相移。图24示出了与仿真结果相对接近的天线阵列系统的测量辐射图。测得的旁瓣电平为SLL32：33 dB，非常接近表3中列出的CST仿真结果和MATLAB仿真结果。7. 结论本文提出了一种最大限度地降低建议的天线阵列系统由两个主要部分，天线阵列，其馈电网络。介绍了一种新的扇形功分器（馈电网络）的设计，以提供输出端口之间的不等功率分配。功分器和天线阵列的制作采用薄膜技术和光刻技术。 利用MATLAB和CSTMICROWAVE STUDIO软件包对系统进行了仿真.使用矢量网络分析仪（VNA HP 8719Es）进行实验测量。该天线阵列系统的方向图为HPBW25： 8，远低于原始均匀阵列方向图保持的SLL相同的HPBW。实验结果与CST仿真结果和MATLAB仿真结果吻合较好.引用[1] F. 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