低成本全软件GPS信号模拟器设计及多径模型验证

可在www.sciencedirect.com上在线ScienceDirect电气系统与信息技术学报3（2016）161低复杂度精确多径信道模型的全软件GPS信号模拟器设计G. Arul Elango， G.F Sudha印度Puducherry本地治里工程学院电子与通信系接收日期：2015年3月22日;接受日期：2016年2016年8月10日在线发布摘要由于多功能GPS接收机设计的巨大增长，对GPS数据模拟器的需求变得非常重要基于商业硬件和软件的GPS模拟器昂贵且耗时。为了在实验室环境下测试和评估软件GPS接收机的性能，设计了一种低成本、简单新颖的GPS L1信号模拟器一个典型的实时范例，类似于实际的卫星衍生的GPS信号是在计算机生成的场景。在本文中，GPS软件模拟器提出，可以提供大量的分析和测试的灵活性，研究人员和开发人员，因为它是完全基于软件的主要运行在笔记本电脑/个人电脑上，而不需要任何硬件。建议的它还结合了瑞利多径信道衰落模型下的非视距（NLOS）条件。在这项工作中，有效地设计模拟器，几个瑞利衰落模型，即。对离散傅里叶逆变换（IDFT）、高斯白噪声滤波（FWFN）和改进的正弦和（SOS）三种多径模型的一阶和二阶统计精度、执行时间进行了测试和比较，发现后者是最适合与GPS多径模型结合的瑞利多径模型。在MATLAB引擎中编写的衰落模型© 2016 电 子 研 究 所 （ ERI ） 。 Elsevier B. V. 制 作 和 托 管 这 是 CC BY-NC-ND 许 可 证 下 的 开 放 获 取 文 章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。关键词：GPS信号模拟器;瑞利衰落;非视距;正弦和1. 介绍GPS系统已成为定位的基础技术。它已使许多应用在各个领域。由于其广泛的应用，人们正在进行大量的研究，以开发低成本，小尺寸和高效的GPS接收机。GPS模拟器提供GPS卫星系统的实时环境，*通讯作者。电子邮件地址：arulelango2012@gmail.com，arulelango2000@yahoo.co.in（G.A.Elango）。电子研究所（ERI）负责同行评审。http://dx.doi.org/10.1016/j.jesit.2016.03.0022314-7172/© 2016电子研究所（ERI）。Elsevier B. V.制作和托管这是CC BY-NC-ND许可证下的开放获取文章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。162G.A. Elango，G.F Sudha/电气系统和信息技术杂志3（2016）161时间的需要。用于获得GPS信号的两种方法是从商业前端收集一组真实GPS信号测量值或通过使用软件GPS信号模拟器来生成数字化IF GPS信号（Tang等人，2006; Meng等人，2002; Hu等人， 2009年）。 GPS信号参数具有非平稳、时变的特点，天气和卫星健康状况对信号特性都有影响。在这些条件下，要在不加区别的条件下进行多次测试，在实验室环境中，软件GPS模拟器越来越受欢迎，为研究和改善接收机在各种条件下的性能提供了极好的研究工具与硬件GPS模拟器相比，基于软件的GPS模拟器可以更改RF前端规格，如IF、采样频率、量化位数和ADC的位分辨率一些商业上可用的模拟器，如Accord GPS相关器模拟器，National Instruments的Labview GPS模拟器工具包，LabSat GPS引擎模拟器和Sprient多通道GPS模拟器通常花费数十万美元。到目前为止，GPS模拟器非常昂贵，只有拥有大量研发预算的研究人员才能负担得起1.1. 相关作品模拟器的设计有模拟和数字两种方法。在模拟版本的模拟器中，多普勒，扩频码和导航信息的产生在数字硬件，如FPGA。射频部分负责对信号进行上变频和滤波。相反，在数字版本的GPS模拟器中，FPGA托管服务功能以将数字样本传输到PC，并且信号完全在数字部分中的IF上产生，并转换为模拟信号，然后上变频为RF信号。Magiera（2012）提出了一种基于软件定义无线电（SDR）的GPS模拟器。在该模拟器中，信号形成单元（SFU）的扩频模块和多普勒时间偏移模块都是在FPGA中实现的，而FPGA是硬件依赖型的，因此实现新的GNSS信号集的硬件复杂度很高。Boopalan等人（2002）和Prasad等人（2003）提出了一种基于多SHARC并行处理系统的GPS信号模拟器硬件设计。虽然基于硬件的GPS模拟器将可见卫星分配给信道，并且利用基于DSP的并行处理系统同时处理信道，但是在项目的典型开发Gao等人（2012年）构建了一个基于FPGA的GPS模拟器，包括12个GPS信号通道和4个GLONASS信号通道，进一步重新配置新的GNSS信号不可行。 Wang等人（2010）和Guo et al. （2009）介绍了一个基于MATLAB的模拟器。Deng和Wang（2011）和Tan（2003）开发了一个基于SIMULINK的GPS模拟器，用于测试GPS接收机。大多数软件仿真器都是在MATLAB环境下设计的，需要花费大量的时间来生成信号。可以通过使用更有效的编程语言（例如汇编语言）来提高仿真速度，但是这又是依赖于处理器的编程语言，并且硬件复杂性也增加。由于星历数据的定位误差约为1当使用完全基于软件的架构时，将仔细考虑这些缺点。全软件配置在成本、架构可重新配置性、准确性和速度方面要求更高。表1给出了现有GPS模拟器的三种分类的比较。在本文中，三个主要贡献的工作。首先，通过在软件中实现信号形成单元，实现了模拟器以研究人员负担得起的成本重新配置为GNSS信号的更新的扩展码的能力。其次，提高了PCU中导航数据生成的精度，减少了仿真时间。该仿真器在C（VC++）环境下开发，通过调用MATLAB运行引擎中的通道模块函数，提高了运算速度，降低了时间复杂度。第三，基于不同的衰落模型的统计特性的评估，模拟器采用了一个修改的Jakes作为一个有效的瑞利多径信道衰落模型在非视距条件下。所提出的模拟器的另一个突出特点是，慢和快的接收机动态的平均衰落持续时间和电平交叉率方面的统计参数分析也可以执行。本文件的结构如下。第2节介绍了模拟器的主要功能模块。完整的设计流程、导航数据形成的算法描述、调制和合成GPS中频数据的生成在第3节中给出。 中频模拟信号的验证在第4节中给出。G.A. Elango，G.F Sudha/电气系统和信息技术杂志3（2016）161163表1比较现有的GPS模拟器。参数模拟仿真器数字仿真器基于完整软件的仿真器设计架构硬件/软件全硬件软件控制硬件纯软件信号形成单元（SFU）在FPGA中在FPGA软件执行扩频多普勒频移时间偏移参数计算单元（PCU）和数据流控制单元（DFCU）硬件（DSP）软件（SIMULINK/MATLAB）（SIMULINK/MATLAB）软件（SIMULINK/MATLAB）对未来GNSS信号的一些通道固定可能在导航数据的生成中，可以利用IEEE-754格式的精度来校正5 -7 m和7-10 m的成本高高低基于DSP的低仿真时间并行处理器加速了操作低更多可以通过采用高效编程语言的整个模拟器部分来最小化Fig. 1.软件GPS信号模拟器框图。最后，在第五节中比较和分析了慢速和快速移动接收机的不同多径信道损伤。2. L1级GPS信号模拟器所提出的L1 GPS信号模拟器的架构包括如图1所示的四个主要功能块。在该模拟器中，基于用户轨迹从六个可见卫星的接收器独立交换格式（RINEX）文件收集的星历数据和伪距值作为输入被提供给源编码器块，该源编码器块也称为参数计算单元。源编码器是执行诸如将浮点数转换为二进制格式（其表示收集卫星时钟信息、时钟校正等）的操作的初始块相关的GPS帧。1500位GPS导航数据与伪随机噪声发生器以模2相加，其中导航数据用用户指定的几MHz载波IF频率调制。最后，考虑到GPS接收机的典型C/N0164G.A. Elango，G.F Sudha/电气系统和信息技术杂志3（2016）161图二.完整的软件GPS模拟器的设计流程。G.A. Elango，G.F Sudha/电气系统和信息技术杂志3（2016）161165TLM如何周数和时钟校正参数TLM如何星历参数TLM如何星历参数TLM如何特殊信息、电离层模型、UTC参数卫星历书健康TLM如何卫星历书健康，星期数10001011遥测消息..6位奇偶校验1-17 18 19 20-22 23 24 25-30截短z计数子帧ID奇偶校验位00图三. (a)GPS导航消息结构（子帧1 -5）。(b)TLM和How两个字。3. 参数计算单元所提出的软件GPS模拟器的完整设计流程如图2所示。每个阶段的详细描述将在以下章节中进行解释。3.1. 可见卫星从用户轨迹中选择可见卫星。这可以从三种场景计算，即静态、沿直线移动和沿具有恒定速度的圆形路径移动（Li等人， 2008年）。 在地球表面的任何时间点，用户至少应能看到4颗卫星。在这样的方式，可见卫星的确定是从RINEX文件中选择的，基于固定的阈值12°仰角。星历数据包含关于子帧参数的信息。将21个星历值放入GPS帧格式，应该了解标准GPS导航报文格式。在五个子帧中，需要来自四个或更多个卫星的前三个子帧来找到用户位置。 图 3 a显示了GPS系统的标准数据格式。最后2个子帧包含关于历书数据的信息。所有子帧的前两个字包含遥测（TLM）和移交字（HOW）。每个字包含30位，消息从位1传输到位30。这两个词如图3b所示。TLM字以8位前导码开始，随后是16个保留位和6个奇偶校验位，显然保留位被设置为1。前导码的位模式将用于匹配导航数据以检测子帧的开始（Tsui，2000）。3.2. 将星历和伪距十进制值转换为二进制子帧数据星历表参数位置及其相应的比例因子在表2中给出。十进制星历值被转换为等效的IEEE-754浮点二进制格式，以保持模拟器的PCU块中的数据转换的准确性记住这一点，使用8位、16位和32位精度符号位、指数、尾数根据模拟中使用的精度类型进行选择。一般IEEE 754格式被用作（−1）s×（1+fraction）×2exp−bias。中给出了精度类型及其等效数据格式166G.A. Elango，G.F Sudha/电气系统和信息技术杂志3（2016）161表2GPS导航数据形成中的星历参数帧编号星历参数位置位数比例因子精度（位）子帧-1TGD-卫星群延迟差分197卫星时钟校正219af2-卫星时钟频率漂移241af1-卫星时钟漂移249af0-卫星时钟偏移271轨道半径的子帧-2Crs369391M0-参考历元平均距平纬度幅角的正弦谐波校正项407451es-偏心率467纬度幅角的C次A/CN.9/511S-半长轴的平方根527toe-参考星历表周571子帧-3Cic-余弦谐波对倾角的校正项▲e-周历元 轨道平面升交点的经度C是周历元交点倾角io轨道半径第677721737781ω0-近地点幅角797▲-交点赤经率idot-rate of inclination angle倾角的比率879符号位8位指数23位小数(a)符号位5位指数10位小数(b)符号位4位指数3位小数(c)（一）32位（b）16位（c）8位见图4。PCU块中使用的IEEE 754格式精度类型。见图4。当在软件GPS接收机中实现帧同步模块时，必须在数据解码部分中执行相反的操作，即，浮点二进制值被转换为十进制并乘以相应的比例因子。如果缩放后的数字大于或等于零，则将数字放置在帧的特定位置。否则取2G.A. Elango，G.F Sudha/电气系统和信息技术杂志3（2016）1611673.2.1. GPS导航数据格式形成算法描述一旦卫星轨道参数已经被转换并被放置到导航数据的对应比特位置中，则需要包括用于识别帧位置的帧编号信息、用于找到每个子帧的开始的8比特前导码（10001011）添加以及用于在每30比特（字）中进行奇偶校验比特匹配的奇偶校验比特生成的下一步骤，以构造完整的1500比特GPS导航数据。本节显示了形成1500位导航数据所涉及的步骤。3.3. 延迟计算每个SVN的码相位值是根据从RINEX文件读取的伪距（ρ）值计算的图5中的流程图指示了计算GPS信号生成中使用的全视野SVN所经历的C/A码中的延迟所涉及的步骤168G.A. Elango，G.F Sudha/电气系统和信息技术杂志3（2016）161图五.延迟上采样C/A代码的流程图。表3用于延迟C/A码的码相位值。SVN码相位（码片）多普勒频率（Hz）2839–81873000105774500121402500154326000231195500全视野SVN 2、8、10、12、15和23的码相位值是根据图1中给出的伪距值计算的。 2和它们各自的C/A码被延迟表3中指定的比特数。3.4. 信号形成单元-扩展数据为了扩展数据，通过1023比特获得6组卫星的30个5子帧数据，即，由于导航数据持续时间为20 ms，因此用导航数据扩展1 ms C/A码并重复20次。然后，所得到的比特序列再次重复1500次以获得1页，即，5个子帧数据的持续时间为30 s（30，000 ms/20 ms = 1500 bits）。如图6所示，对1500位导航数据与1023位C/A码进行逐位异或运算。然后，所得到的1023比特序列被重复20次，直到导航数据的最后一比特。该过程用于扩展一个SVN的30，690，000比特的数据长度。同样，对全入视图SVN执行最后，以文件格式存储扩展数据自从这个巨大的G.A. Elango，G.F Sudha/电气系统和信息技术杂志3（2016）161169× × × ±×见图6。 GPS数据的传播。见图7。合并全视图SVN的扩展数据以创建数字化IF GPS数据的程序针对MATLAB中扩频比特数比较困难的问题，在VC++平台上实现了GPS中频信号模拟器，具有更好的可行性和快速性。未来GNSS信号中使用的扩频码可以使用该SFU单元轻松地3.5. GPS复合信号该模块如图所示。 7从全视野SVN产生复合GPS信号。根据用户指定的采样频率，扩频数据以fsHz采样1ms周期。因此，在每1023比特的文件中存储的扩展数据被替换为fs/1000个样本，即，以fs/1000个采样的速率对1023比特序列进行上采样，然后将其调制到fcHz的IF频率上，并辅之以fdHz的适配器频率通过将同相分量与上采样扩展数据x[i] sin（2）相乘来计算调制GPS数据π[（f c f d）/f s其中（i = 0至fs/1000）。全视图SVN的扩展数据通过进行逐位OR运算来组合。这是数字化中频GPS数据的最终版本，数据流传输到硬盘驱动器上以测试GPS接收机的功能170G.A. Elango，G.F Sudha/电气系统和信息技术杂志3（2016）161.1个以上2222403020100-1001000200030004000样品50006000见图8。GPS模拟器产生的GPS中频信号频谱。4. 使用软件GPS模拟器验证生成的IF信号该模拟器具有将IF频率从1.5 MHz更改为8 MHz的功能。为了仿真的目的，IF频率设置为1.6205 MHz，采样频率固定为5.714 MHz。基于上述过程，数字化中频GPS数据已经产生，图1中绘出了数字化中频数据的频谱。8.第八条。由此推断GPS信号的产生是正确的，中心频率位于1.6205 MHz附近软件GPS接收机中的捕获模块的性能针对用于GPS信号生成的全视角SVN（2、8、10、12、15和23）进行测试图9中绘制的SVN-2、8、12和23的采集结果示出了不同的峰值，并且它们对应的码相位与信号生成中使用的值完全匹配。六颗全视卫星的天空分布图如图所示。 10个。本节给出了每个阶段的模拟器输出和用户端所需的输入以及每个阶段的输出。在模拟过程中，断点被设置为显示输出。4.1. 水平定位误差计算-模拟与实际数据实际数据和模拟数据之间的相对误差由方程给出. e s2sin（Lat1 + Lat2）2其中e-WGS-84地球偏心率的平方，a-地球半长轴，单位为米- 是 的2002年。sin（Lat1+Lat2）sin2水平定位误差（HOPE）=10n2+10e2（3）从 IISC 台 站 网 站 数 据 库 （ www.example.com ） 提 供 的 RINEX 文 件 中 收 集 的 星 历 数 据http://www.sonel.org/spip.php? page=gps& idStation=701）用于GPS IF信号生成。它已与软件GPS接收机进行了测试，以计算用户的定位误差。观测到经纬度/经度为13.02120107m和77.57039599m这表明，与常规星历方法（7米），由于使用8，16和32位精度IEEE-754浮点十进制到二进制转换在源编码器块的模拟器。模拟数据的东、北、上定位误差如图所示。 十一岁5. GPS信号多径传播是GPS接收机设计中遇到的最具挑战性的问题之一 它是影响接收器定位高达10 m的主要误差源（Borre等人，2007年）。两种最常见的信道分布是瑞利衰落和莱斯衰落。当发射器远离接收器时，幅度n=（Lat1− Lat2）as（1−es）（1+ 3（一）e=（Long1− Long2）ascos（Lat1）（二）G.A. Elango，G.F Sudha/电气系统和信息技术杂志3（2016）161171见图9。SVN-2、8、12和23的采集结果。见图10。全视野卫星的天空图。没有清晰的视线。因此，在没有视线的情况下，所有多径分量具有大致相同的幅度，则接收信号的包络是瑞利分布的。但是当存在单个占主导地位的平稳信号时，例如当发射机和接收机彼此相对接近时的LOS，则衰落包络是莱斯包络。Nakagami衰落分布仅在存在来自不同方向的不是一个而是两个或三个主导分量后两种分布在GPS信道中很少出现172G.A. Elango，G.F Sudha/电气系统和信息技术杂志3（2016）161平均值=-0.41814;标准差= 3.703;均方根= 3.6647n.θ2πn3π/ 24N=== −∼ ∪−0n=1nMnn东/北/上位置错误100-100 5 10 15 20 25 30100-1040200-20测量周期（秒）见图11。东、北、上坐标中的导航错误。在室内环境中。在严重的多径条件下，瑞利衰落是其中广泛使用的模型Rao等人（2013）演示了城市环境中的GPS Ricean衰落模型。在非视线（NLOS）的情况下，所提出的GPS模拟器的实现。为了测试各种多径抑制算法，如自适应盲均衡方法（Zhao等人， 2013）、小波变换方法（Mosavi和Azarbad，2013）、去卷积方法（Dragunas和Borre，2011）和基于稀疏重建的算法（Xiang等人，2013）在接收机侧，特别是在跟踪阶段，将多径信道模型并入GPS模拟器是必要的。CynthiaJunqueir等人（2002年）在设计GPS信号模拟器时实现了多径信号生成的Clark衰落模型。Byun等人（2002）开发了MUSTARD模拟器（考虑反射和衍射的多路径模拟器），其推荐了周围物体内的最佳天线类型、位置和方向。Djebouri和Djebbouri（2004）实现了频率选择性衰落的抽头延迟线模型，以测试他们用于快速GPS卫星信号捕获的平均相关算法。在过去的30年里，Clarke模型一直被用来描述瑞利衰落信道，并得到了广泛的认可，因此它被称为参考模型。但是，计算效率低下的结果，寻找一个替代模型。在文献中提出的不同的瑞利衰落模拟器分别是，逆离散傅立叶变换（IDFT）（Young）方法，过滤高斯白噪声（FWGN）方法和修改的正弦和（SOS）方法（修改的Jakes）。IDFT和FWFN方法的更详细的描述可在文献中获得（Skima等人，2014年a，b; Özen等人， 2011年）。 在本文中，FWFN的情况下，自回归（AR）模型用于过滤的高斯白噪声。选择最近开发的修改的Jakes衰落信道模拟器来表征信道，并且由于计算负担较小，即，不需要对多普勒频率的每次变化重新计算参数。在修改的SOS模型中，接收信号被给出为波的叠加（Pop和Beaulieu，2001）。R（t）=R{E<$NCexpj（ωtcosA+）ejωct}（4）其中E0-余弦波C=2/N-路径的衰减和C的分布：2 ae−a2 其中[0 ≤C+ −≤1]一个32，一，二。. ......这是什么？N-第n条路径到达的角度。θ[ π，π]n-第n条路径所经历的相移和n的分布：ωn[π，π]ωc-透射余弦ωm-发射多普勒弧度频移，ωm2πvm/λc，其中λc是发射余弦波的波长。平均值=-向上，以米为单位北方，以米为单位东，米n平均值=0.42031 ; st.d EV. =8.1795;均方根=8.053n0.80065 ;st.dev. = 3.8509 ;均方根= 3.8699051015202530051015202530G.A. Elango，G.F Sudha/电气系统和信息技术杂志3（2016）161173MXc（t）=NcosBn cosωntn=1Xs（t）=n=150-5-10-15-20-25电话：+86-021 - 8888888传真：+86-021 -8888888时间（秒）50-5-10-1550-5-10-15-20-25电话：+86-021 - 8888888传真：+86-021 - 8888888时间（秒）100-10-20-20电话：+86-021 - 8888888传真：+86-021 -8888888时间（秒）Clark参考型号，fd=100，1000 Hz50-5-10-15-20-25电话：+86-021 - 8888888传真：+86-021 -8888888时间（秒）50-5-10-15-20-25电话：+86-021 - 8888888传真：+86-021 -8888888时间（秒）方法1-30电话：+86-021 - 8888888传真：+86-021 - 8888888时间（秒）方法250-5-10-15-20-25电话：+86-021 - 8888888传真：+86-021 - 8888888时间（秒）50-5-10-15-20电话：+86-021 - 8888888传真：+86-021 - 8888888时间（秒）方法3图12个。慢衰落（fm= 100 Hz）和快衰落（fm= 1000 Hz）情况下GPS信号的包络其中，比例因子Xc（t）和Xs（t）被给定为2002年。√ΣMΣ二、√N中国（5）BM-使用的低频振荡器组。R（t）=X<$c（t）cosωct+jX<$s（t）sinωct在改进的Jakes衰落模型中，模拟的GPS信号被表示为有限个波的叠加对于移动性建模，假设接收器以速度vm移动。对于所有模型，在fm = 100 Hz和1000 Hz的两个不同多普勒频率下，衰落GPS信号在2 s衰落持续时间内的包络被模拟，并绘制在图1中。 12个。当接收机以1000 Hz的较高多普勒频率移动时，GPS信号的归一化幅度相对于时间而变化用修正的Jakes包络模型得到的GPS发射信号的平均方差和标准差包络的直方图，即，R（t）的绝对值如图所示。 13类似于瑞利分布。的瑞利包络平均值= -1.3537 ;st.dev. = 2.8022 ;rms = 3.1119;最大值= 4.0973 ;最小值= -20.7307平均值= -1.1969 ;st.dev. = 2.7972 ;rms = 3.0424;最大值= 4.2647 ;最小值= -19.5657平均值= -1.7097 ;st.dev. = 2.7201 ;rms = 3.2127;最大值= 3.7393 ;最小值= -23.1809平均值= -1.3228 ;st.dev. = 2.835 ;最大值= 4.9579 ;最小值= -21.69平均值= -1.284 ;st.dev. = 2.7568 ;rms = 3.0411;最大值= 4.3796 ;最小值= -20.1252平均值= -1.3939 ;st.dev. = 2.825 ;rms = 3.1501;最大值= 4.27 ;最小值= -20.9764平均值= -1.2308 ;st.dev. = 2.7898 ;rms = 3.0491;最大值= 4.3259 ;最小值= -18.1586平均值= -1.2151 ;st.dev. = 2.786 ;最大值= 5.1016 ;最小值= -26.5812包络（dB）包络（dB）包络（dB）包络（dB）包络（dB）包络（dB）包络（dB）包络（dB）2cosBM+1 cosωm t+22sinBM+1 cosωm t+2sinBn cosωnt174G.A. Elango，G.F Sudha/电气系统和信息技术杂志3（2016）161年轻的FWFN克拉克参考模型P||Q我Q（i）200015001000FWFN年轻克拉克参考模型50001 2 3 4 5 6 7 8 9 10时间（秒）图13岁在GPS模拟器中测试的不同衰落模型的包络直方图10.50-0.5电话：+86-020 - 88888888传真：+86-020 - 8888888滞后见图14。在GPS模拟器中测试的不同衰落模型的自相关图。修正的Jakes衰落模型与Clark参考模型非常吻合，而其他两个模型明显偏离参考模型的包络。结果表明，与其他方法相比，修正Jakes衰落模型的自相关函数（ACF）Rxx（τ）与Clark参考模型的自相关特性更接近。从图14中我们可以清楚地看到，改进的Jakes模型比FWFN和Young模型更准确地再现了所需的ACF。5.1. 不同瑞利衰落模拟器对GPS信号的测试比较在GPS软件模拟器中，需要根据其统计参数的精度生成最佳的多径瑞利模型，以提供精确的位置。现有的模拟器在文献中没有详细的比较，到目前为止，瑞利模型实现的GPS信号模拟器。在这一节中的杨氏，FWFN和修改SOS类型的瑞利衰落模型进行了模拟和比较与克拉克对多普勒频率为100 Hz的5714个样本进行了仿真。5.1.1. 一阶度量Skima等人给出了参考过程到模拟过程的PDF包络的精度。（2014年a）Kullback-Leibler散度（KL− D）=P（i）lnP（i）（六）其中P（i）和Q（i）分别是参考和模拟概率密度函数包络。瑞利包络归一化自相关值G.A. Elango，G.F Sudha/电气系统和信息技术杂志3（2016）161175Xσσ2MXX X轴X2XX X轴XNPSDn=−NPSD/2NPSDNPSD（七）100十比一10-210-310-4fm=100 Hzfm=1000 Hzfm=2000 Hz0 5 10 15 20 25 30 35 40SNR（dB）图15.快速和慢速移动接收机的BER与SNR。5.1.2. 二阶度量文献中可用的衰落模型的平均和最大功率裕度是（Skima等人，2014a）平均值=G平均值=1迹线。CC−1C最大值=Gmax=1max。diag.CC−1C其中σ2是参考分布的方差，C-1是任意长度M的协方差矩阵的逆xx其中，C1是由瑞利衰落发生器产生的相邻样本的子集，并且Cx对应于理想分布样本的模拟协方差矩阵这些值以dB表示良好的性能测量确保两个度量的0 dB为了计算该二阶度量，采用200的自相关序列长度，并且将σ2设置为1。基于5714个生成的样本计算估计协方差矩阵Cx模拟结果平均超过10个独立的试验。两个功率谱密度（PSD）之间的平均偏差给出为（Skima等人，2014年a）PSD的平均误差=J为 1NPSD/2−1|Sref.n- Ssim。nΣ|（八）其中NPSD是PSD中的点数Sref和Ssim是参考PSD，模拟PSD过程。三个衰落模型的性能进行了测试，使用上述四个度量。基于表4所示的一阶和二阶统计量，找到了用于非视距下GPS模拟器的最简单、合适且准确的多径模型。考虑到克拉克当正弦信号数量较多时，修正SOS模型的性能最好，Gmean和Gmax值相当好，接近于零dB。KL-D的值，即， 理论瑞利包络线与标称正弦波数（N = 64）的修正SOS模型中的模拟包络线完全匹配（见图2）。 13），并且平均误差PSD也联合地实现了较低的值。从表4中可以看到一个重要的观察结果，即在FWFN的情况下，滤波器阶数的显著增加也没有在度量值方面改善太多模拟在1.46 GHz处理器，1 GB内存，在MATLAB中;计算所有三种情况下的平均计算时间因此，从表4可以得出结论，N= 64的改良SOS模型是获得更好统计特性的理想选择。5.1.3. 针对慢速和快速接收机动态特性的在我们的模拟中，我们使用64个正弦曲线来生成信道，其中复信道的实部和虚部由正弦曲线及其相移版本定义。图15中的曲线图示出了当fm改变时由通道在增加fm时，信道变得快速变化并且导致更多的信号失真。BERD表4GPS信号中Young、FWFN和修正Jakes衰落模型与Clark模型的性能比较E.Young衰落模拟器改进的Jakes衰落模拟器滤波器阶数= 50过滤器阶数= 100过滤器阶数=150N= 8N= 16N= 32N= 64N= 128N= 256几何均值0.08588.44692.072500.43796.48480.05450.03370.18410.02780.0165GMax1.030386.965214.52033.569327.68780.67710.30720.26380.23770.2182KL-D0.00041.926571.456611.45550.055680.076460.768730.000430.000420.00033平均误差PSD0.22150.920250.870280.631840.294820.233760.089790.014810.075830.02355计算时间（s）5.6638013.9388194.1356734.5436474.3588405.1964446.2357816.7039159.00929010.0876176G.A. Elango，G.F Sudha/电气系统和信息技术杂志3（2016）161G.A. Elango，G.F Sudha/电气系统和信息技术杂志3（2016）161177R2Swamy，2010年）2 πf m ρe−ρ2 其中，ρ=R/rrms，rrms=σ2σ，此处ρ= 1（阈值= r.m.s值）。的3020100电话：+86-10- 5500000传真：+86-10 - 5500000（一）4030201000 1000 2000 3000 4000 5000 6000（b）第（1）款图十六岁不同多径情况下的衰落信号频谱（a）fm= 100 Hz，SNR = 2.0 dB（b），fm= 1000 Hz，SNR =−12.0 dB。BER率在快速接收机动态期间相当高，在较高的多普勒速率下，BER为10- 1的量级。如果SNR超过20 dB，则BER最小并保持恒定，而在较低SNR时，BER较高。为了设计极低信噪比的GPS模拟器，需要提供附加噪声来测试微弱的GPS捕获阶段的信号增强算法通常在实验室环境中，噪声生成由单独的噪声生成器执行，并且与硬件平台中的信号调节器单元组合，这是昂贵的并且需要专用的硬件组件。对于不同的多径场景，该模拟器产生的衰落信号与AWGN添加不同的SNR。衰落的GPS信号的频谱如图16a和b所示。5.2. 统计参数为了分析各种接收机动态下的信号，需要计算统计参数。建议的GPS模拟器与修改SOS瑞利衰落模型允许两个参数，即水平交叉率和平均衰落持续时间的计算。5.2.1. 慢速和快速接收机动态的电平交叉率计算电平交叉率被定义为归一化为本地均方根信号电平的瑞利衰落包络在正向方向上与指定阈值电平交叉的预期速率（Du和Swamy，2010）。 的接收信号的包络不超过指定值“R”的概率由下式1−e−2σ2，其中σ是s。R. 接收到的信号的E_V的M.S值。水平交叉率被给定为（Du和当运动车辆处于深衰落时，使用包络检测器计算快速和缓慢衰落场景的电平交叉率基于该定义，统计参数如衰落信号的包络保持在某一阈值以下的次数、接收机处于深度衰落下的时间段以及信号强度如何变化178G.A. Elango，G.F Sudha/电气系统和信息技术杂志3（2016）161××M 2π250200150100500电话：+86-10 - 8555555传真：+86-10 - 8555555SNR（dB）图17.慢速和快速接收机动态的电平交叉率。8006004002000-25-20-15-10-5 0SNR（dB）>图18.慢速和快速接收机动态的平均衰落持续时间。计算了在多普勒频率为100 Hz时，水平交叉率最大为100次交叉，在较高的多普勒频率（约1000 Hz）时，水平交叉率增加两倍，如图所示。 十七岁5.2.2. 慢速和快速接收机动态的平均衰落持续时间的计算信道模型具有在慢速和快速接收器动态期间分析衰落持续时间的选项中断发生在包络衰落到低于临界水平很长一段时间，然后接收器同步丢失平均衰落持续时间被计算为包络低于平均衰落阈值的总时间长度。过境次数（Du和Swamy，2010年）。 接收信号低于规定电平的平均时间“R”由（DuandSwamy，2010）τ=e−ρ2−1/给出。ρf。仿真时间为5 s在两个不同的多普勒频率下，计算慢速和快速接收机动态的平均持续时间的持续时间如图所示。 十八岁 在100Hz中，信号在56 ms周期内处于深度衰落下，这不是健康的场景，并且这导致突发错误。GPS数据速率是50bps，那么在接收机侧不正确接收的比特数将是大约56 10- 3 50 = 3比特。在1000 Hz的较高多普勒速率下，BER变得更差（33个不正确比特）。由于该突发误差，在锁相环（PLL）和延迟锁相环中将无法实现锁定(DLL)由于GPS接收机跟踪阶段的误差和位同步算法不能提取GPS数据帧，因此GPS接收机必须采用复杂的算法来建立锁定和补偿PLL和DLL误差，以成功地解调导航数据。5.3. 拟议模拟器的性能评估建议的模拟器实现了新颖的完整的面向软件的体系结构的好处的各个方面的设计参数。整个模块的设计旨在以更高的灵活性和重新配置来应对未来GNSS信号的增加。由于参数计算单元是用IEEE-754浮点转换软件实现的，而且fm=100 Hzfm=1000 Hz100 Hz1000 Hz平交道口数目平均衰落持续时间（毫秒）>G.A. Elango，G.F Sudha/电气系统和信息技术杂志3（2016）161179表5建议的GPS模拟器与其他现有的文献中的性能比较GPS模拟器总体设计硬件/软件信号形成单元（SFU）实现导航数据多径信道模型和噪声产生模拟时间Gao等人（2012年）硬件硬件（FPGA）好单独的硬件没有提到需03 The Fantasy（2012）部分硬件硬件（FPGA）没有提到没有纳入没有提到和软件邓和王（2011）软件软件没有提到没有纳入没有提到（SIMULINK）Hu等人（二零零九年）软件软件没有提到没有纳入没有提到（MATLAB&（MATLAB）一些关键C中的函数Wang等人（二零一零年）软件MATLAB没有提到没有纳入20 s（1 ms IF信号）排除多路径Guo等人（二零零九年）软件MATLAB没有提到没有纳入没有提到Li等人（二零零八年） 软件MATLAB7 m没有纳入没有提到（MATLAB&一些关键C中的函数建议的模拟器软件（仅在C（VC++良好的水平瑞利多径低（12.34 s，持续1 ms“C”）平台）位置误差信道衰落模型IF数据），包括6.1640米在非直线下多径视线条件，快慢接收机动力学并入（MATLAB）仿真时