LCL滤波单相滤波单相H6桥并网逆变器的设计与控制桥并网逆变器的设计与控制
为进一步减小并网逆变器的高频开关引起入网电流的总谐波失真,在单相H6桥逆变器的基础上对入网电流进行
LCL滤波,并针对此拓扑提出一种并网电流与电容电流双电流闭环控制方案消除LCL滤波系统阻尼较低、存在谐
振的缺陷,同时引入准PR控制器解决传统PI控制器存在的稳态误差和抗干扰能力差等问题。最后通过Simulink
仿真平台进行验证,结果表明,单相H6拓扑逆变器采用LCL滤波的电流双闭环准PR控制策略能够实现入网电流
的无静差跟踪,系统更稳定,入网电流的THD得到进一步的降低。
0 引言引言
在新能源产业和智能微网的不断发展下,逆变器作为发电并网的核心越来越受到人们的重视,如何保证逆变器输出电能的
质量、降低入网电流的总谐波失真(Total Harmonic Distortion,THD)也得到了国内外学者的广泛关注
[1-2]
。
在逆变器的选择上,H6拓扑逆变器相比于传统H4桥逆变器增加了两个全控的功率管和两个高性能二极管
[3]
,在续流阶段取
代了性能较差的体二极管之后系统具有更高的效率,同时在续流阶段实现了电网和直流电池板的隔开,无需隔离变压器,在实
现类似 H4 拓扑单极性调制输出电压效果的同时可以有效抑制共模漏电流的产生,广泛应用于各大功率场合。传统H6拓扑逆
变器大都采用P(比例)控制器或者PI(比例积分)控制器,简单的P控制器效果不佳,无法满足系统的快速响应要求;在交
流信号跟踪方面,PI控制器的抗干扰能力差、有较大的稳态误差,而PR(比例谐振)控制器虽然可以解决传统PI控制器无法
消除的静态误差以及受电网电压干扰的缺陷,但其缺点在于频率不能自适应,在电网频率存在偏差时会有较大的谐波干扰。
为了消除高频开关谐波对电网质量的影响,传统的并网逆变器通常采用L型滤波器与电网相连,L型滤波器需要的电感值较
大,导致了电感压降增大、损耗和成本增加,电流内环的响应速度也在一定程度上受到影响,且在较高功率场所,传统的L滤
波已经不能满足要求
[4]
。文献[5]在研究了LCL滤波器对高频分量的高阻抗特性之后,提出三阶的LCL型滤波器可以取代L型滤
波器,选用较小的电感值就能极大地衰减高频谐波电流,且具有比单电感更好的滤波效果。然而LCL型滤波器作为无阻尼的三
阶系统,谐振的易发性会导致系统不稳定,对此,文献[6]在滤波电容上串联了一个电阻,系统阻尼的增加削弱了谐振尖峰,
有利于系统稳定但却造成了新的损耗。文献[7]提出一种分裂电容法,即把滤波电容分成两部分,将两电流加权之后取平均值
作为逆变器输出的控制信号,其优点在于可以实现系统的降阶,但需要补偿控制,且属于间接电流控制,其动态性能较差。值
得注意的是,文献[6]、[7]采用的逆变器拓扑均为普通的H4桥逆变器,对于效率更高的单相H6拓扑并网逆变器采用LCL滤波器
的研究较少。
针对以上问题,本文首先分析了带LCL滤波器的单相H6并网逆变器的拓扑结构,同时设计了滤波器参数;接着探究了并网
电流外环、电容电流内环的准PR控制策略对系统稳定性的影响,最后通过Simulink平台的仿真结果验证了所提控制策略的合
理性。
1 并网逆变器系统设计并网逆变器系统设计
1.1 H6并网逆变器拓扑并网逆变器拓扑
LCL滤波的单相H6并网逆变器(single-phase H6-type grid-connected inverter with LCL-filter,H6LCL)的拓扑结构如图1所
示。其中,E为直流输入电压;S
1
~S
6
为IGBT;D
1
和D
2
为续流二极管;L
1
、L
2
和C构成LCL滤波器(忽略滤波电感和电容的寄
生电阻);i
1
为逆变器侧电感电流;i
c
为流过滤波电容C的电流;i
2
为并网侧电感电流;u
c
为滤波电容C的端电压;u
g
为电网电
压。
H6LCL系统采用如图2所示的混合单极性调制方式,S
1
~S
4
工作在高频开关状态、S
5
和S
6
工作在工频开关状态。S
1
和S
4
的
PWM驱动信号相同、S
2
和S
3
的PWM驱动信号相同,且两种驱动信号在周期上互补。可以看到S
5
和D
2
、S
6
和D
1
为逆变器两组
续流通道,逆变器续流时实现了逆变器交流侧与直流电池板脱离,通过选用快恢复二极管取代性能较差的体二极管之后能够有
效地降低二极管的反向恢复损耗,使得总体效率有大幅提高
[3]
。
评论0