NC-OFDM认知无线电系统的时间同步方法

沙特国王大学学报NC-OFDM认知无线电系统Suyoto Suyotoa， Sugihartono Sugihartonob，Iskandar Iskandarb，Adit KurniawanbaResearch Center for Electronics and Telecommunication，Lembaga Ilmu Pengetahuan Indonesia（LIPI），Jl. Sangkuriang4.，万隆40135，印度尼西亚b印度尼西亚万隆理工学院电气工程和信息学院阿提奇莱因福奥文章历史记录：收到2021年2021年7月27日修订2021年8月18日接受2021年8月26日网上发售保留字：NC-OFDM认知无线电时间同步A B S T R A C T提出了一种非连续正交频分复用（NC-OFDM）系统的时间同步方法。NC-OFDM是一种经常用于认知无线电（CR）系统的调制和复用技术。在基于OFDM的CR系统中，时间同步受到许多挑战的限制：具有高延迟扩展的多径信道、窄带干扰（NBI）和最小数量的子载波。事实上，所提出的方法解决了这些问题，因为它不需要子载波上的信息，也没有NBI中心频率;此外，它的多径信道具有高延迟扩展工作良好。版权所有©2021作者。由爱思唯尔公司出版代表沙特国王大学这是一个开放的访问CC BY许可下的文章（http://creativecommons.org/licenses/by/4.0/）。1. 介绍有限的频谱限制了电信业的发展，特别是移动电话服务。幸运的是，存在许多未使用的频率，可以由频谱持有者许可（Mitola和Maguire，1999）。为了提高频谱使用的效率，有必要在许可和未许可频谱持有者之间共享所述频率;前者是主用户（PU），后者是次用户。次级用户可以使用认知无线电（CR）来检测PU未使用的频谱，之后他们可以动态地调整所述频率以用于他们自己的目的，而不会中断PU。非连续正交频分复用（NC-OFDM）是一种灵活的传输技术，用于调制多个频带并实现非连续调制的子载波（Mahmoud等人，2009年）。换句话说，NC-OFDM是用于CR系统的最佳候选（Weiss和Jonesville，2004）和（Gourdache等人，2021年）;此外，它可以用来保护PU。用于CR的NC-OFDM也使用索引调制（IM）技术开发，这产生了新的*通讯作者。电子邮件地址：suyotofx@gmail.com（S. Suyoto），sugihartono@stei.itb.ac.id（S. Sugihartono），iskandar@stei.itb.ac.id（I. Iskandar），adit@stei.itb.ac.id（A.Kurniawan）。沙特国王大学负责同行审查方案中，用于CR的OFDM-IM如（Li等人，2020年）。在NC-OFDM发射机中，通过使用未使用的子载波来调制数据符号;此外，为了最小化对PU信号/接收机的干扰，剩余的子载波被调制为零，信号检测发生在频域上。实际上，这些过程需要时间同步。最近，一些研究评估了Schmidl和Cox（SAC）方法（Schmidl和Cox，1997）在处理各种形式的干扰。SAC方法使用两个相同的半部分进行定时和频率捕获。显然，该方法并非没有其自身的缺点，诸如定时度量中的平坦区域（Krondorf等人，2008）研究了在定时和频率同步的占用子带中去激活子载波的效果，最初假设在接收机处没有出现干扰。此外，（Zivkovic和Mathar ，2011）在分数带宽（FBW）上下文中关于定时估计器评估了CR系统中的SAC方法一般来说，干扰建模是在不活跃的子带上进行的（宽带干扰），假设在活跃的子载波上不发生干扰这种宽带干扰通常用白噪声建模，这会降低定时估计器的性能实际上，当在NC-OFDM系统中存在窄带干扰（NBI）时，这些问题可以通过许多不同的方法来解决，所有这些方法都远非完美。如（Coulson，2004）所指出的，基于自相关的方法经常不正确地同步，这可以归因于干扰信号被检测为同步信号的事实此外，根据（Marey和Steendam，2007年），同步错误的可能性很大，https://doi.org/10.1016/j.jksuci.2021.08.0201319-1578/©2021作者。由Elsevier B.V.代表沙特国王大学出版。这是CC BY许可下的开放获取文章（http://creativecommons.org/licenses/by/4.0/）。制作和主办：Elsevier可在ScienceDirect上获得目录列表沙特国王大学学报杂志首页：www.sciencedirect.comS. Suyoto，S.苏吉哈托诺岛Iskandar等人沙特国王大学学报5735XXXf我XWN22yj·j··]y2p- -;CP2R n-K联系我们^2我纳贾赫22比12比1前导码01yN-1ðnÞN- nð Þ ¼其中复数符号c_m_n在k个子载波上传输ð þÞ ð þ-;ð Þ ¼jþ j：c12岁当信干比（SIR）小于15 dB时，受窄带干扰的影响。因此，管理时间同步的其他方法-因此，离散时间中的NC-OFDM的帧可以定义如下：M-1已经提出了。Yi等人（Guo等人，2008）提出了对称相关器来计算O F D M 的到达时间x nxmn-m<$N<$NCP<$每平方米：2000符号（以下，该方法被称为YI方法）。事实上，这种方法比SAC方法有许多优点;例如，它的自相关结果具有较小的估计误差。与SAC方法相比，Cho和Park（Cho和Park，2013）试图改进基于几何的相关器接收的信号被多径信道中断，因此，载波频率偏移（CFO）是rnbnej2pnqrej2pfnwn;3方法使用广义似然比检验（GLRT）方法，其中使用统计方法来检测OFDM符号的到达时间;然而，该方法仍然受到NBI的负面影响为了克服NBI，（Kryszkiewicz和Bogucka，2016）提出了窄带干扰鲁棒 同 步 （ NIRS ） 方 法 ， 其 中 NBI 对 SAC 方 法 的 影 响 以 比（Coulson，2004）提出的滤波方法低得多的复杂度水平被消除;然而，由于定时度量的平坦区域，该方法具有相当大的估计方差最后，在（Yang et al.，2019）提出了一种基于加扰序列的AIS抗干扰同步算法。该方法虽然能够克服窄带干扰，但在高时延扩展信道条件下仍存在性能下降的问题在本文中，我们消除了NBI对对称其中，r2表示NBI功率，f表示具有子载波间隔的NBI归一化频率，h表示NBI信号相位，n表示具有子载波间隔的归一化CFO（NCFO），wn表示具有零均值和方差的高斯白噪声R2. 实际上，bn表示接收机端的NC-OFDM信号受到多径信道的干扰，其可以被描述为LCH-1bnxfn-lhl;4l¼0其中，h表示路径l上的信道系数，l表示信道路径的索引，并且Lch表示信道长度。注意，这个NBI模型与（Coulson，2004）使用的模型相同YI方法使用一个符号作为每个NC-OFDM帧的前导码。时域中的对称训练符号的形式由（Guo等人，（2008）相关器（Guo等人，2008年）。在最小化NBI对对称相关器的定时度量的影响之后，我们使用统计PYI 1/4hC2比1DN-1i;105mg技术来检测OFDM符号的第一到达路径在这里，我们提出了一种方法来减少NBI的影响，减去-其中，CN表示长度为N-1的样本，并且DN表示将自相关结果通过它们的平均值进行处理。此后，我们使用四阶矩归一化来克服高延迟扩展。实际上，所提出的方法不需要先验知识。与CN-1的共轭对称。 这个时域训练可以如下使用频域训练符号来生成符号：NC-OFDM占用的子载波、NBI中心频率的知识，也没有信道统计。此外，实验-谈话结果表明，新定时估计器性能优于m前导码¼h0;· ··;0;P m;Pm;· · ·;P m;0;· ··;0i;6以前建立的方法。记法：在本文中，我们使用;f和E表示绝对值、概率密度函数（PDF），以及一个数量的期望值。其中，P_m_m_y=1; 2;···;Y_m是伪噪声的实值，Y表示矢量P_m_y的长度（插入零作为总长度为N-Y的保护带）。当量（5）可以写成xm¼hxm;xm;· ··;xmi：72. 用于NC-OFDM的对于使用具有N个点的逆（和非逆）快速傅立叶变换级数用于调制器/解调器的NC-OFDM系统，每个发送的信号之前都有循环傅立叶变换。由于Pmy<$$>1; 2;···;Y的值是实数，xmω <$$>xm，其中n<$1;2;···;N- 1。请注意，该设计产生了一个尖锐的时间度量，如（Guo etal.， 2008年）。为了使用NC-OFDM系统，在前导中仅调制I因此，YI方法的定时度量可以写为：前缀（CP）表示样本的数量，NCP。因此，第m个NC-OFDM符号的样本可以写为>8<.1NP-1cmej2pnk=N对于N6n6N1n¼MYIjn j;8ð ð ÞÞ其中，Gn表示自相关结果，Rn表示xm>：N k¼0k0为其他;ð1Þ接收的信号能量，两者都可以写为N-1GnX2r nqr nN q9mkq1-th符号。在NC-OFDM系统中，仅需要多个b个子载波，可以用正交幅度调制总共N个子载波中的调制符号，正交相移键控幅相符号移位键控符号，或广义的-NRnX2210年全年调制信号剩余的子载波Nb用零调制，以便最小化PU干扰。被占用的子载波的索引是一个向量;即，对于j^l，因此，OFDM符号的估计到达可以被定义为：和Ij2f0;···;N-1g.不在索引中的子载波I是归零;例如：对于kRI，cm¼0。信号以帧的形式发送，每个帧包含M个符号。易 公司简介|{nz}中文（简体）-1q¼1ÞS. Suyoto，S.苏吉哈托诺岛Iskandar等人沙特国王大学学报5736ð Þ ð Þx22nj2pn2011年1月1日 nebnq b nqN13ðÞ我.XXNV nWW-1j¼0我2q¼1我N求G n的平均值。如第3.1节所示，两种情况1/4。N-1r2ej2pf2n12h里埃×2q¼1bnN-qeN2222出二、-· · ·-甲-乙[f· · ·ch-g2B鄂国你好。N-1ej2pn2n1r23. NC-OFDM系统的时间同步方法选择NΣ Σ Σ Σð17Þ在这一节中，我们将研究高NBI对自相关结果（YI方法）的影响因此，我们提出了þEGiðnoptÞ最佳交叉选择：该方法包括两个步骤：最小化窄带干扰对自相关结果的影响和利用统计检验来识别OFDM符号的第一到达路径3.1. 高NBI对自相关方法的影响假设NBI比噪声更占主导地位（不失一般性，自相关算法的统计描述，即SAC算法，在存在NBI和噪声的OFDM系统中，可以在论文（Marey和Steendam，2007）中找到），可以忽略与其他信号的噪声相关性。因此，我们可以写Eq。（9）作为GnG bnG i n G crossn;12其中，Gb_n_n表示NC-OFDM信号的自相关，Gi_n表示NBI的自相关，并且Gcross_n表示NC-OFDM信号与NBI之间的互相关所有这些都可以表示为N-1ðÞ ¼ðþ Þ ð- þ Þ;ðÞq¼1GnPN-1r2ej2pf2n12hN3.1.2.情况2：非最佳时间点在这种情况下，在接收器处没有来自前导码的样本因此，自相关结果是不相关的，因为它是从不相关的信号导出的。这发生在n/nout区域，其中nout2f-1;· ··;-1g[fLch;· · ·;1g：在这种情况下，Gbn因此，基于中心极限定理，G b n个是一个高斯变量，平均值，如（Schmidl和Cox，1997年）所示，因此，公式（9）E½Gnout]<$E½Ginout]E½Gcrosnout]：10183.2. 该方法Zn和Vn函数可以定义为：ZnjGnj jGbnGinGcrossnj;19和1X其中W表示Gn的观测长度，其用于ð Þ2我Gcrossnqr2ej2pfjh×PN-1j2pnnqj2pfn-q¼Neð15Þ可以考虑的是，3.2.1. 案例1：最佳时机点在这种情况下，最佳点出现在n/4nopt区域，2年q1q2j2pnjh本戈PN-1NeNj2pnn-qj2pfnq其中n选择2 f0;···;Lch- 1g. 事实上，这一地区是多路径信道路径。因此，Eq.（20）可以改写为自相关结果（取决于n的值）可以是根据两种情况考虑这些都是在下面列出的1zVnWj¼0jGn-jjW-1jl/zljGn-jj！;2002年1月下载章节3.1.1.案例1：最佳时机点在这种情况下，最佳点出现在n/4nopt 区域，其中哪里z2 f 0;···;N L-1 g表示一组件的multipath-channel path（NL是通道路径的数量的Eq.的第一部分的分量（21）是：Bj Gn-jj;20ð14ÞþS. Suyoto，S.苏吉哈托诺岛Iskandar等人沙特国王大学学报573722.- 是 的Σð Þ ð Þ ¼ð Þþ ð ÞBB22鄂君Þ ¼-1ej2pn2n1r 2ð16ÞBopt2NB.ΣnoptN;;NL1 0;;L1：注意，自动相关性导致在nopt2处的功率。-N;· · ·;-NLch-1多GnGbnGinGcrossn：22第二部分Eq。（21）是分量nn小于自相关结果功率，nopt2 f0;···;Lch- 1g，在CP长度远小于N=2的情况下;S. Suyoto，S.苏吉哈托诺岛Iskandar等人沙特国王大学学报5738由于自相关导致功率为n选择2- N;···;-NL ch-1与NCP-1成比例，自相关结果在nopt2 f0;···;Lch- 1g处的功率是适当的，关于N-1假设CP长度远小于N=2，S. Suyoto，S.苏吉哈托诺岛Iskandar等人沙特国王大学学报5739nopt2 f0;···;Lch- 1g用于情况：最佳定时点，是多径信道的时间索引注意0是索引第一信道路径的正确定时点（OFDM的开始符号）。此外，该最佳点出现在符号间S. Suyoto，S.苏吉哈托诺岛Iskandar等人沙特国王大学学报5740干扰和载波间无干扰区域索引时间样本，其中，所述前导码样本的重复不被中断;例如，b n optq 1/4b nopt-N-q，q2 f1; 2;···;N- 1g.因此，Eq.（13）好 吧 NS. Suyoto，S.苏吉哈托诺岛Iskandar等人沙特国王大学学报5741GnGinGcrossn：23假设W z，方程的期望值。 （21）可以近似为E½Vn]E½jGinGcrosnj]：2016-04-S. Suyoto，S.苏吉哈托诺岛Iskandar等人沙特国王大学学报5742223.2.2. 情况2：非最佳时间点在这种情况下，样本之间没有相关性因此，V n的分量是G n Gi n Gcross n，S. Suyoto，S.苏吉哈托诺岛Iskandar等人沙特国王大学学报5743事实上，方程中的相关器度量。（26）可以消除影响关于NBI为了使用具有高延迟扩展的多径信道期望值是E½Vn]E½jGinGcrosnj]：2016-05-22因此，所提出的相关器度量变为Gpropn jZn-Vnj：26S. Suyoto，S.苏吉哈托诺岛Iskandar等人沙特国王大学学报5744哪里R2表示的前导码动力.注意的S. Suyoto，S.苏吉哈托诺岛Iskandar等人沙特国王大学学报5745我们提出了一种高阶归一化方法。所以从S. Suyoto，S.苏吉哈托诺岛Iskandar等人沙特国王大学学报5746R2的计算已经使用了相同的方法，例如，在（Schmidl和Cox，1997）和（Marey和Steendam，2007）。协议-S. Suyoto，S.苏吉哈托诺岛Iskandar等人沙特国王大学学报5747实际上，对称相关器上的期望值为S. Suyoto，S.苏吉哈托诺岛Iskandar等人沙特国王大学学报5748方程（26）中，Gprop_n有两个条件，下面S. Suyoto，S.苏吉哈托诺岛Iskandar等人沙特国王大学学报5749a) 最佳时机nopt2 f0;···;Lch- 1gS. Suyoto，S.苏吉哈托诺岛Iskandar等人沙特国王大学学报5750S. Suyoto，S.苏吉哈托诺岛Iskandar等人沙特国王大学学报5751R2ð ¼ÞH1：N-1r2 in n<$n0;i4prop2B2Bð Þðn Þ¼;ð31Þ2.Σ^EGpropnEjGbnj]：2017年12月27日沿着S的样本（S≥通道长度）在Gprop上，其可以是-b) 非最佳定时noutRf0;···;Lch- 1g通过下面概述的二元假设检验来模拟H 0：0in n- n;EG propn.Σ02B可以看出，Gprop_n_n具有Rician分布，这是结果Gbn具有复正态分布，平均值为H0表示在n-n 0和H1态cn没有变化.在最佳定时N-1ej2pn2n1r2在n<$N0处的cn有变化。事实上，对于H0，2b自相关结果分布的变化，在非最优定时具有零均值的丛分布。相应地，我们可以将Gpropagation的概率密度函数（PDF）写为可以描述为瑞利分布（具有零均值的莱斯分布）;对于H 1，分布从瑞利变为莱斯（由cn到cN-1r2的变化表示）。基于F. Gpropn;r2;cnGpropncn×道具自相关结果分布的差异月29的是说改变，我们提出一高阶矩ex p.-G22012年2月27日G支柱中文（简体）统计检验的归一化方法事实上，这种方法哪里2R20r2将使两个分布的平均值的差异变换句换句话说，我们利用了第四次变化的敏感性（。对于n2L，N-1为2;Rician分布的阶矩-即，ð30Þ8r48r2c2nc4n-为了提高对0for nRL;I0是一贝塞尔功能 的 秩序0、 r2¼。N-1πr4=2;不B我横横第一到达路径n n0.此方法比较四阶矩及其平均值，可以写为r2¼r2 r2 r2-。r2<$r2<$;r2表示G交叉<$n<$nLil交叉Eh. Gpropn4in功率，r2表示平均NBI功率的功率，道具吴根表示平均G的幂与n次幂的交叉，哪里M propn表示的提出定时度量，L信道表示多径分量的定时索引。 图图1（a）和（b）分别显示了Zn和Vn的绘制N GnEhEh.Gnnnn，表示归一化值。根据采样时间Δnθ和GpropΔnθ，jZn-V nj如图所示。 1（c）.因此，估计时间可以公式化为：我们可以通过观察统计特性来从G propn的变化。当在n0处没有接收到前导码

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