工程科学与技术，国际期刊28（2022）101015完整文章圆极化偏馈微带单元及其在小型MIMO天线Nikesh Kumar Sahu，Gourab Das，Ravi Kumar Gangwar电子工程系，IIT（ISM）Dhanbad，Jharkhand 826004，印度阿提奇莱因福奥文章历史记录：收到2020年2020年12月30日修订2021年5月19日接受在线预订2021年保留字：圆极化（CP）介质谐振器天线（DRF）方向图分集A B S T R A C T在这项工作中，圆极化（CP）的产生在两个不同的介质谐振器天线（MEMS）元件（一个元件得到激励的偏移保形带和另一个是由偏移微带槽）进行了精确的探索。通过从矩形介质谐振器（rDR）中去除适当的非对称凹口并在距中心适当的偏移距离处馈送rDR，此外，这两个天线单元被集成到一个天线系统中，该天线系统可以用于多输入多输出（MIMO）应用。由于采用了两种不同的激励方案，介质谐振器安装在基板的两个相对的侧面上，并在两个相反的方向上辐射，从而实现了方向图多样的紧凑型MIMO系统。因此，所提出的MIMO设计能够减小天线元件之间的交叉空间场分量，这反过来又减小了包络相关系数并改善了端口间隔离度。提出的分集/MIMO天线可以被用作丰富的多径环境中的一个实验结果表明，所提出的MIMO天线具有重叠的3-dB轴比（AR）频带范围从5.30到5.87 GHz和重叠的10-dB阻抗频带范围从5.15到5.87 GHz。6.12 GHz，在整个可用频带内端口间隔离大于17 dB©2021 Karabuk University. Elsevier B.V.的出版服务。这是CCBY-NC-ND许可证（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。1. 介绍在无线通信系统中，为了实现源天线和接收天线的灵活定向，同时获得稳定的通信链路，圆极化天线在过去的几十年里得到了广泛有各种天线（贴片天线，环形天线，喇叭天线，缝隙天线和介质谐振器天线）在文献中发现的圆极化（CP）辐射[1在这些天线中，基于介质谐振器（DR）的CP天线由于其固有的优点如高辐射效率以及对尺寸和带宽的广泛控制而备受关注[16]。此外，DR形状和激励方案的多功能性有助于天线设计人员实现CP以及期望的辐射图案，这为探索基于CP-DR的天线提供了额外的兴趣 Wong等人[6]使用旋转楼梯DR，Hwang等人[7]提出了环形DR，Khanna等人[8]提出了环形DR。[ 8]引入了OM形DR，Khalily et al.[9]探索了倾斜狭缝加载的方形DR，Altaf等人[10]开发了一种特殊形状的DR（一个矩形的*通讯作者。电子邮件地址：itbhu.ac.in（R.K. Gangwar）.由Karabuk大学负责进行同行审查。DR和两个三角形DR（带有部分接地平面），以实现所需的CP辐射。在[11-14]通过在矩形DR中引入导电涂层和凹口，在[15]中获得了宽带CP响应。近年来，为了通过同时发送和接收多个空间数据流来使天线系统更智能地工作，多输入多输出（MIMO）天线技术受到了极大的关注。基本上，MIMO天线系统用于通过利用在无线通信链路的两端采用的多个天线元件的优点来最大化数据速度并最小化误差然而，在附近采用的天线元件之间提供足够的场和端口隔离隔离特性的增强可以有效地提高期望的MIMO系统性能。在这方面，在文献[17在[17]中，两个超宽带（UWB）天线元件彼此垂直地布置，以在这两个元件之间建立极化分集和高隔离此外，为了进一步增强端口间隔离，https://doi.org/10.1016/j.jestch.2021.05.0192215-0986/©2021 Karabuk University.出版社：Elsevier B.V.这是一篇基于CC BY-NC-ND许可证的开放获取文章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。可在ScienceDirect上获得目录列表工程科学与技术国际期刊杂志主页：www.elsevier.com/locate/jestchNikesh Kumar Sahu，G.Das和Ravi Kumar Gangwar工程科学与技术，国际期刊28（2022）1010152表1拟议和报告的CP-DRA摘要。天线饲养技术DR形状东3 dB AR频段（GHz）拟议的保形带馈电线共形带带缺口的9.85.31-6.60拟议的微带缝隙馈电天线简单槽带缺口的9.85.35-5.73[13个国家]阿基米德螺线槽矩形DR121.95-2.52[第十一届]同心开半环矩形DR9.23.07-3.55[10个国家]垂直条带两个三角形DR与一个矩形DR的组合103.35-5.25[9]锥形带斜缝加载方形DR102.86-4.43[七]《中国日报》垂直同轴探头半偏心环形DR1010.37-10.98其中，erd是DR的相对介电常数。表2与已报道的MIMO-DRA的比较。[25]80×80 5.71-[24]95× 49.7 3.15[21]50× 40 2.5[19]35× 33 3.1[18]25×30 3.1[17]38.5 × 38.53.08-11.8（5.03-5.97除外）无寄生T形带15其中，BW IMP表示重叠的10 dB阻抗带。Fig. 1. 提出了偏置共形带馈电的微带元件。(a)顶视图，（b）3D视图。[LS= 40 mm，WS= 40 mm，W= 20 mm，L= 17 mm，H= 7 mm，HS= 1.6 mm，r= 2 mm，a= 18 mm，b= 7 mm，d1= 8.7 mm，WF= 2.6 mm，HF= 10 mm]。图二. 提出的偏置共形带馈电微带天线元件的发展。T形带被用作这种MIMO配置的解耦结构。在[18]中，金属条被放置在两个共面带状线馈电的阶梯形印刷辐射元件以实现高隔离。宽带中和线在[19]中开发了用于减小紧密放置的UWB元件之间引起的互耦合。在[20]中研究了双频双元件MIMO缝隙天线，其中在每个天线元件中使用两个四分之一波长缝隙以获得天线尺寸（mm2）BWIMP（GHz）CP隔离技术隔离度（dB）拟议的MIMO-MIMO40× 605.15-6.12是的-˃17Nikesh Kumar Sahu，G.Das和Ravi Kumar Gangwar工程科学与技术，国际期刊28（2022）1010153图3.第三章。模拟的正交电远场分量示出了产生CP的条件（a）Conf-I，（b）Conf-II，（c）Conf-III。[朝向孔视线方向（h = 0°）]。双频特性在这种情况下，所需的隔离perfor-曼斯实现蚀刻一个宽和一对窄槽从接地层。在[21]中，为了减少天线元件之间的互耦合，使用炭黑膜来吸收干扰的电磁信号。在[22]中报道了基于两个双频带单馈电贴片元件的MIMO天线。分别采用改进的阵列天线去耦表面和H形缺陷接地结构实现了低频段和高频段的隔离。Abdel-Rahman等人[23]提出了一种三端口MIMO介质谐振器天线（MIMO），其中激发三个相互去耦和近简并模式以抑制天线元件之间的相关性。但到目前为止，在单个天线系统中集成CP辐射器在[24]中，Park等人探索了一种双元件MIMO阵列，在[25]中，Varshney等人实现了具有CP辐射的双端口MIMO阵列。本文提出了两种简单的偏馈型微带天线单元，接受CP辐射。通过从矩形DR雕刻出适当的非对称凹口并在特定偏移位置处馈送DR，可以满足CP辐射的条件。表1详细总结了拟议的可持续发展要素和一些已报告的CP-DRA。此外，委员会认为，这两个CP-MIMO元件一起用于实现MIMO/分集天线系统。天线元件旨在在两个相反的方向上辐射，这产生低的元件间相关性。因此，尽管天线元件非常靠近地放置，并且在没有实现任何特殊解耦机制的情况下，所提出的紧凑MIMO结构能够提供期望的系统性能。所提出的MIMO天线模型的模式分集特征通常可以在丰富的多径环境中使用，其中输入或输出信号的角功率谱是均匀的。一个原型的建议MIMO天线的制作和测试。在表2中，示出了所提出的MIMO-DRA和一些报告的MIMO-DRA之间的比较。与[24]和[25]中提出的天线相比，所提出的天线具有更紧凑的尺寸。此外，所提出的天线比[17]和[21]中的天线具有更高的隔离度。虽然[18]和[19]中报道的紧凑性以及隔离度优于所提出的工作，但[18]和[19]中的天线具有线性极化辐射。在第2节中讨论了CP-100元件的详细设计和分析。第三节研究了MIMO天线结构及其性能评估。最后，在第四部分给出了结论。Nikesh Kumar Sahu，G.Das和Ravi Kumar Gangwar工程科学与技术，国际期刊28（2022）1010154×见图4。(a)偏移共形带馈电矩形微带的顶表面上的旋转电场矢量。（b）由所提出的偏移共形带馈电微带元件内部的不同电场分量覆盖的不同量的路径。2. CP元件设计2.1. 偏置共形带馈电微带元件所提出的偏置共形带馈电微带天线元件的示意图如图1所示。1.一、它是由一个矩形DR（erd= 9.8）组成的，其中去掉了一个长度DR安装在市售FR4基板（ers= 4.4）的顶部，厚度 DR由与DR中心偏移距离d 1 0（沿Y方向）的保形带馈送。为了精确地探索所提出的偏置共形带馈电微带天线单元的工作原理，设计了三种天线变体（表示为Conf-I、Conf-II和Conf-III），并在图中示出。二、Conf-I是最初的设计，其中矩形的矩形是由共形带中心馈电的在天线的下一个演进（表示为Conf-II）中，馈电位置以偏移距离d 10移动。最后，通过在矩形DR上去掉一个适当的非对称切口，形成了所建议的单元，记为Conf-III。对于上述三种天线变体，正交电场分量（Ef和Eh）的幅度以及它们之间的相位差在图1中示出。3.第三章。在Conf-I中，只有一个电场分量（Eh）是占主导地位的，这表明Conf-I可以用于更好的线极化波辐射。对于圆极化波辐射，必须建立两个相互正交的等幅相差90°的电场分量在Conf-II中，由于偏移馈电位置，可以在矩形DR内感应两个正交电场分量，这在图3（b）中清楚地示出。因此，通过从中心移动馈电位置，激发的电场被分解为两个正交分量。 为了阐明分解，在矩形DR的顶表面上的电场矢量被绘制在图1中。 4（a）. 图图4（a）显示了电场矢量相对于x轴以约45 °的角度对齐，这归因于存在两个大小相等的正交电场分量。通常，偏置馈电位置导致模式简并，这又允许在DR内部激发相互正交的简并模式。然而，Conf-II无法完全满足上述CP生成条件 它主要未能提供所需的90°相位差。因此，在Conf-III中，从矩形DR中切出一个凹口，以在正交场分量之间创建相位差这可以通过绘制DR内部的电场分布来阐明，如图4（b）所示。观察到每个场分量覆盖不同的距离量以提供路径延迟，从而在正交场分量之间引入相移（相移= 2p/k路径延迟）。此后，通过改变矩形凹口的位置和尺寸来控制相位差因此，通过适当的优化，在一个频带上几乎可以达到所需的条件（如图中阴影区域所示）。 3图五. 变化的凹口长度（a）对以下的影响：（a）幅值比（jE/j=j Ehj），（b）相位差（|E/-| Eh）。[建议的偏置保形带馈入式天线元件]。Nikesh Kumar Sahu，G.Das和Ravi Kumar Gangwar工程科学与技术，国际期刊28（2022）1010155见图6。 改变凹口宽度（b）对以下的影响：（a）幅值比（jE/j=j Ehj），（b）相位差（|E/-| Eh）。[建议的偏置保形带馈入式天线元件]。见图7。模拟结果在拟议的偏置共形条馈电微带元件的发展阶段。(a)反射系数，（b）轴比[朝向孔视方向（h = 0°）]。见图8。 4.4GHz下共形带馈电矩形微带天线内部的电场分布。(a)顶视图，（b）侧视图。（c）款）。一个参数的调查，以说明CP产生的建议偏置共形条馈的元件。 图图5描绘了切迹长度“a”对幅度比（j E / j = j E h j）和相位差（I E / -I E h）结果的影响。如可以从该图中可以注意到，“a”的值缺口宽度Nikesh Kumar Sahu，G.Das和Ravi Kumar Gangwar工程科学与技术，国际期刊28（2022）1010156图9.第九条。（a）在不同频率下，所提出的偏置共形带馈电微带元件的顶表面上的电场分布。（b）在不同时刻[在5.68 GHz下]，所提出的偏置共形带馈电微带配置的顶表面上的电场分布图10个。提出的偏置微带缝隙馈电微带元件。（a）俯视图，（b）三维视图。[LS= 40 mm，WS= 40 mm，W= 20 mm，L= 17 mm，H= 7 mm，HS= 1.6 mm，r= 2 mm，a= 18 mm，b= 7 mm，d2= 4 mm，d3= 7.75 mm，d4= 4.7 mm，WF= 2.6 mm，s1= 12 mm，s2= 1.5 mm]。Nikesh Kumar Sahu，G.Das和Ravi Kumar Gangwar工程科学与技术，国际期刊28（2022）1010157见图11。 提出的偏置微带缝隙馈电微带天线元件的发展。图12个。模拟的正交电远场分量示出了产生CP的条件（a）Conf-A，（b）Conf-B，（c）Conf-C。[朝向孔视线方向（h = 0°）]。也被调查，并显示在图。 六、从该图中可以得到类似的观察结果。因此，从图5和图6中可以明显看出，通过将“a”和“b”的值分别考虑为18mm和7 mm，在工作频率下满足了期望的CP条件图1示出了所提出的反射元件在其发展阶段的反射系数和轴比（AR）结果。7.第一次会议。反射系数曲线中4.4 GHz处的最小值Conf-I的共振频率是由于矩形DR中TEy111模式的激发。为了验证TEy111模式的存在，使用关系式（1）-（3）[26]计算该模式的共振频率，发现其为4.5 GHz。在关系式（1）-（3）中，c表示真空中的光速，k 0表示自由空间波数，并且kx，k y和k z表示DR内沿三个方向的波数。此外，还对DR内部的电场分布进行了研究，并将研究结果显示在Nikesh Kumar Sahu，G.Das和Ravi Kumar Gangwar工程科学与技术，国际期刊28（2022）1010158≤---p图十三. (a)偏移微带-缝隙馈电矩形天线的顶表面上的旋转电场矢量。（b）由不同的Conf-III的反射系数曲线归因于TEx111和TEy111模的存在 从图如图7（b）所示，可以注意到，Conf-III能够提供从5.31到6.60GHz的期望CP辐射（AR 3dB）。最小AR值为0.16 dB，5.68 GHz，其在两个谐振频率（5.15 GHz和6.05 GHz）的中心附近。这是显而易见的，因为在中心频率处，上下谐振提供了两个正交模式之间的净90°相位差[28]，这也从图3（c）中清楚地注意到。为了说明这一点，电场分布五点六十八分GHz(with相位角45°和45°），5.15 GHz和6.05 GHz的频率在图9（a）中示出。观察到5.15 GHz和6.05 GHz处的场分布结果分别与5.68 GHz\ 45°和5.68 GHz\45°处的场分布结果相似，这验证了正交模式之间的正交相位差 从图在图3（c）中，还可以注意到，在最小AR频率点处，E/分量的相位落后于E h分量（因为“\ E / \ E h（deg）”提供负值）90°。因此，右手圆极化（RHCP）辐射可以估计从建议的双折射配置。为了阐明这一点，在图9（b）中描绘了基于在不同时刻（t = 0、T/4、T/2和3T/4）的DR的顶表面上的电场分布（从+z轴看）的定性分析观察到随着时间的增加，主导电场矢量的方向逆时针旋转，以确保RHCP辐射。此外，通过简单地考虑所提出的偏振配置的镜像，可以确保左手圆偏振（LHCP）辐射，这可以从图9（b）中看出。cq222所提出的偏置微带缝隙馈电的MEMS元件内部的电场分量。图8.第八条。 从图 8，在4.4GHz处TE y111模的存在是一致的。fr¼2perdkx哪里p p克河kzð1Þ由于电场沿x轴定向，因此被固定。在Conf-II中，由于引入了偏置进纸，两个相互正交的正交简并模（TEx111和TEy111）在矩形中被激发kx1/2L;kZ1/2H1/2L. kyWq22如图7（a）所示，反射系数除了在Conf-II的情况下观察到更好的阻抗匹配之外，Conf-II的响应几乎与Conf-I的响应相同。启源丹二号1/4米路-1米，0-kyð3Þ在Conf-III中，通过从矩形DR刻出凹口，DR的有效介电常数降低。因此，共振点移动到更高的频率（如图7（a）所示）。有效介电常数的近似值可以计算为DR和空气介电常数的体积分数加权平均值[27]。在5.15GHz和6.05 GHz处的两个最小值2.2. 偏置微带缝隙馈电微带天线元件图10描绘了所提出的偏移微带缝隙馈电的MEMS元件的示意图。它由与共形条馈电微带线相同的介质电阻组成DR位于接地面的顶部，由50-O微带线通过图14. 变化的凹口长度（a）对以下的影响：（a）幅值比（jE/j=j Ehj），（b）相位差（|E/-| Eh）。[建议的偏移微带-槽馈电微带元件]。Nikesh Kumar Sahu，G.Das和Ravi Kumar Gangwar工程科学与技术，国际期刊28（2022）1010159图15. 改变凹口宽度（b）对以下的影响：（a）幅值比（jE/j=j Ehj），（b）相位差（|E/-| Eh）。[建议的偏移微带-槽馈电微带元件]。图16.在所提出的偏置微带缝隙馈电微带元件的发展阶段的模拟结果。(a)反射系数，（b）轴比[朝向孔视方向（h = 0°）]。图17. 在4.8GHz下，微带线中心馈电时矩形微带线内部的电场分布。(a)顶视图，（b）侧视图。位于距DR中心偏移距离“d 2”（沿Y方向）和“d 3”（沿X方向）处的槽请注意，微带线蚀刻在FR 4基板的底部，并用于从缝隙中心偏移距离d 4 0（沿Y方向）馈电为了阐明所提出的偏置微带缝隙馈电天线元件的工作原理，设计了三个天线原型（记为Conf-A、Conf-B和Conf-C），并在图11中示出。Conf-A是一个基本的设计，其中矩形DR由中心微带线通过一个缝隙馈电，该缝隙是正的，Nikesh Kumar Sahu，G.Das和Ravi Kumar Gangwar工程科学与技术，国际期刊28（2022）10101510图十八岁（a）在不同频率下，在所提出的偏移微带-缝隙馈电的MEMS元件的顶表面上的电场分布。（b）在不同时刻[在5.5GHz下]，在所提出的偏移微带-缝隙馈电的MEMS配置的顶表面上的电场分布在Conf-B中，槽的位置以偏移距离“d 2 0” 和“d 3 0” 移 位。除此之外，在Conf-B中，微带线的位置从槽的中心偏移之后，从矩形DR中移除适当的非对称凹口以配置所提出的非对称元件（表示为Conf-C）。图12示出了在每个演化配置中存在的正交电场分量（Ef和Eh如图12（a）所示，Conf-A主要仅传递一个电场分量（Eh），因此可以用于更好的LP波辐射。为了获得CP波辐射，在下一个演化步骤（Conf-B）中移动缝隙的位置。因此，在Conf-B中，在矩形DR内部感应E1和Eh，这可以从图12（b）中清楚地注意到。其原因是由于电场矢量分解成两个正交分量。因此，所得电场矢量相对于x轴以约45°的角度对准，如图13（a）所示。通常，通过将槽从中心位置移动，可以在DR内部激发相互正交的近简并模式，但是，Conf-B不能完全满足条件。CP的生成。因此，在下一个演化步骤（Conf-C）中，通过从矩形DR去除凹口来调整相位差E1和E2，这可以从图1B中解释。 13（b）. 然后，通过适当地优化矩形凹口的位置和尺寸，在一个频带上几乎产生了所需的条件（如图12（c）中的阴影区域所示）。一个参数的调查进行，以说明CP产生的建议偏置微带缝隙馈电的微带天线元件。图14和图图15分别描绘了凹口长度“a”和凹口宽度“b”的影响。从这些图中可以注意到，正交电场分量之间的相位差随着“a”和“b”的值的变化而受到相当大的此外，可以通过改变“a”和“b”的值来调谐幅度比和相位差因此，对于a= 18 mm和b= 7 mm，在工作频率下实现了期望的CP条件每个演进的反射系数和AR结果，在图16中显示了各种配置。Conf-A的反射系数响应在4.8GHz处有一个极小值，这是由于矩形介质中TEy111Nikesh Kumar Sahu，G.Das和Ravi Kumar Gangwar工程科学与技术，国际期刊28（2022）10101511图19. 建议的双端口MIMO天线配置（尺寸单位为毫米）。图20. (a)（b）所提出的双端口MIMO天线配置的轴比[端口1（h= 0°），端口2（h= 180°）]。表3建议的分集天线的性能（频率单位：GHz）。结果反射系数轴比端口1（S11）端口2（S22）端口1（h=0°）端口2（h=180°）SIM.Meas.4.60 –4.88 –5.12 –5.15 –5.19 –5.30 –5.30 –5.23 –可以使用关系式（1）-（3）来计算模式。基于这些关系，发现谐振频率为4.5 GHz，这接近于在4.8 GHz处观察到的最小值此外，exis-TEy111模式的存在从图17所示的电场分布结果中清楚地得到证实。将槽从中心移动到特定偏移距离会导致模式简并。Nikesh Kumar Sahu，G.Das和Ravi Kumar Gangwar工程科学与技术，国际期刊28（2022）10101512--≤-图21.所提出的双端口MIMO天线配置的3-D远场辐射方向图。[At 5.5 GHz]。因此，在Conf-B中，在矩形DR中激发两个相互正交的简并模式（TEx111和TEy111）。微带线被放置在距槽的中心适当的偏移距离处，以获得最佳阻抗匹配。参考图16（a），可以看出，Conf-B的反射系数响应几乎类似于Conf-A的反射系数响应。但是，在Conf-C中，当从DR移除矩形凹口时，谐振点被移位到较高频率。这是由于减少有效介电常数显著影响共振频率。在图16（b）中观察到，在5.5 GHz处获得了0.23 dB的最小AR值，该值位于Conf-C反射系数曲线中注意到的两个最小点的中心附近。这两个极小点（5.45 GHz和5.6 GHz）是由于TEx111和TEy111模式的存在。由于存在这两个几乎简并的正交模式，在5.5GHz处获得E1和E2之间的正交相位差，这可以从图18（a）中确认。图18（a）示出了在5.5GHz下的电场分布（相位角为45°，45°），5.45GHz，以及5.6 GHz。观察到5.45 GHz和5.6 GHz的场分布结果与5.5 GHz\45°和5.5 GHz的场分布结果相似\45°，分别。从图16（b），还可以观察到，Conf-C 能够在5.35至5.73 GHz范围内提供所需 的CP 性能（AR 3dB）。从图12（c）还可以观察到，在阴影区域上，Eh分量的相位滞后于Eh分量（因为因此，LHCP辐射可以从所提出的配置估计。如图18（b）所示，这可以从随时间变化的电场分布的研究中进一步阐明。图18（b）示出了DR的顶表面上的电场分布（从+z轴看）。观察到随着时间的增加，主导电场矢量的方向顺时针旋转以确保LHCP辐射。同样，RHCP放射性-图22. 所提出的双端口MIMO天线配置的归一化2-D远场辐射方向图。(a)端口1，（b）端口2。[At 5.5 GHz]Nikesh Kumar Sahu，G.Das和Ravi Kumar Gangwar工程科学与技术，国际期刊28（2022）10101513图23. (a)增益和辐射效率[端口1（h= 0°），端口2（h= 180°）]。（b）所提出的双端口MIMO天线配置的包络相关系数。图24. 一些可能的双端口MIMO天线系统。Nikesh Kumar Sahu，G.Das和Ravi Kumar Gangwar工程科学与技术，国际期刊28（2022）10101514×-≤-图25. (a)互耦，（b）包络相关系数，（c）分集增益，（d）三个系统的复用效率。也可以通过简单地取所提出的双折射配置的镜像来实现，这可以从图2中清楚地注意到。第18（b）段。3. MIMO/分集天线开发本节研究了使用上述提出的天线元件开发的简单双端口紧凑型MIMO天线的分集性能。图19描绘了所提出的MIMO天线配置的示意图和制造的原型的MEMS元件被安排并排（平行配置，灰）上的40- 60 mm2 的基板。注意，与端口1相关联的DR（共形带馈电的MEMS元件）被放置在衬底的顶侧，而与端口2相关联的DR（微带槽馈电的MEMS元件）被放置在衬底的底侧。利用ANSYS HFSS软件包对天线进行了数值模拟。所提出的分集天线的模拟和测量的S参数在图20（a）中示出。模拟和测量的结果是密切匹配彼此，然而，他们之间的一些轻微的差异可能是由于测量和制造误差。10 dB阻抗带宽（Sii10 dB）见表3。 图图20（a）表明所提出的天线在整个工作频带内具有非常低的端口间互耦（Sij<17 dB）。这可归因于天线元件之间的低交叉辐射空间场分量。如图21所示。图21示出了所提出的分集天线的模拟3-D远场辐射图案。在所提出的MIMO天线配置中，采用两种不同的馈电技术来促进不同的辐射方向（图案分集），这进而在紧密放置的天线元件之间提供高隔离。模拟和测量的AR变化如图20（b）所示，3 dB AR频带如表3所示。图22示出了所提出的分集天线在最小AR频率点处的模拟和测量的归一化2-D CP辐射图案。注意，对于端口1，RHCP波正从天线朝向+Z方向辐射（因为RHCP场分量比LHCP分量强，因此RHCP波在+Z方向上的辐射方向与LHCP分量的辐射方向相反）。h= 0°方向）。类似地，对于端口2，RHCP波从天线朝向Z方向辐射图23（a）中描绘了增益和辐射效率值。观察到，在5.5 GHz时，端口1的实测增益值约为4.7dB，端口2的实测增益值约为4.4 dB。类似地，模拟的辐射效率对于端口1为约96.7%，对于端口2为约94%，5.5 GHz。可以使用包络相关系数（ECC）来检查分集特性。对于均匀多径环境，端口1和端口2之间的ECC使用基于远场图案的关系（如[29]中所讨论的）来计算，并在图23（b）中示出。分集天线的基本必要性是天线元件Nikesh Kumar Sahu，G.Das和Ravi Kumar Gangwar工程科学与技术，国际期刊28（2022）10101515JJ;应该不相关。如图23（b）所示，在整个工作频率范围内，ECC小于0.12。 这种低ECC可以归因于天线元件的空间不相关的辐射模式，如图所示。 21岁如图24所示，通过采用三种不同的MIMO天线系统来检查模式分集的作用。系统-1由两个偏置共形带馈电微带单元组成，这两个微带单元并排布置（平行配置），并旨在朝+Z方向辐射。类似地，系统-2由两个偏移微带缝隙馈电的MEMS元件组成，向Z方向辐射。然而，System-3（建议的分集天线）由偏置共形带和偏置微带缝隙馈电微带天线单元组成。在System-3中，每个单元向不同的方向辐射，以实现方向图分集解耦。研究了三个系统的端口间隔离和ECC，分别如图25（a）和（b）所示。图25（a）显示，对于系统1和系统2，端口间隔离值在8.57和15.9 dB之间变化，而对于系统3，在整个工作频率范围内，该值在17.1和27.6 dB之间变化。因此，当使用System-3时，端口间隔离显著增加。类似地，如图25（b）所示，当使用系统-3时，ECC显著降低。高隔离度和低ECC是具有良好分集性能的MIMO天线系统的主要要求。基于接收信号的信噪比，选择不同的MIMO模式来提高系统性能。在低信噪比情况下，利用分集技术来减小衰落，通过研究分集增益（DG）来估计MIMO天线系统的性能。另一方面，对于高SNR场景，并行数据流被同时发送以提供额外的数据容量，并且MIMO天线系统性能可以通过调查复用效率（MUX）来测量。对于双端口MIMO天线系统，如果环境被定义为平衡极化的均匀多径，则使用关系式（4）计算DG[30]。在关系式（4）中，q表示两个端口之间的复相关系数。q和ECC之间的关系是q2= ECC（如[29]中所讨论的）。对于双端口MIMO天线系统，使用关系式（5）-（7）计算MUX。如果环境被选择为3-D角功率谱[31]。在关系式（5）-（7）中，gi 表示第i端口的总效率。三个系统的DG和MUX如图25（c）所示，25（d）。如图25（c）和25（d）所示，所提出的MIMO天线系统在整个工作频率范围内显示出最高的DG和MUX。这是因为所提出的MIMO天线提供最佳隔离（最高隔离）以及最佳ECC（最低ECC）结果。R.ffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffi2ffiffiffiΣffiffiIII. 尽管两个天线元件非常接近地放置，但是所提出的双端口MIMO 天线提供了高端口间隔离度（>17 dB ）和低ECC（0.12），而不使用任何特殊的解耦机制。IV. 对于两种MIMO操作模式（分集和复用），系统性能已经通过评估特定的矩阵进行了研究，结果表明，建议的天线模型可以作为一个熟练的竞争者MIMO应用。V. 具有两个CP辐射器的分集/MIMO系统已经尝试克服在丰富多径环境中出现的信道衰落。4. 结论设计并研究了两种偏馈式圆极化微带天线单元。通过选择适当的偏移位置，在介质层内部引入正交电场分量，设计了一种简单的双端口紧凑型MIMO天线，并给出了原型天线成功实现并测量。多样性表现的研究，以验证所提出的MIMO天线的适用性和所有的功能表明，所提出的天线可以利用作为一个熟练的竞争者MIMO应用。竞争利益作者声明，他们没有已知的竞争性财务利益或个人关系，可能会影响本文报告的工作。引用[1] Z.吴，E.K.杨，宽频带圆极化垂直贴片天线，IEEETrans. 56（2008）3420-3425。[2] S. 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