工程科学与技术，国际期刊19（2016）1763完整文章用于双三相对称/不对称星形绕组变换器Sanjeevikumar Padmanabana，b，soul，Michael Pechtca南非约翰内斯堡奥克兰公园南非大学电气和电子工程系b印度金奈欧姆科技电力电子部研发部c美国马里兰大学高级生命周期工程中心阿提奇莱因福奥文章历史记录：2016年5月3日收到2016年7月20日修订2016年8月8日接受2016年8月20日在线发布保留字：多相驱动双三相逆变器六相逆变器多电平逆变器对称/不对称逆变器多空间矢量变换分相空间矢量变换脉宽调制A B S T R A C T本文致力于开发一种新型的隔离/非隔离多电平逆变器双三相星形绕组变换器的配置。该拓扑结构适用于中等功率、交流牵引和多电飞机（MEA）推进系统的（低压/大电流）应用电源电路模块由隔离/非隔离直流电源的电压源逆变器（VSI）组成。此外，VSI的每个单相都引入了一个双向开关器件（MOSFET/IGBT）和两个具有连接中性点的电容器。本文还提出了一种易于在实际数字处理器中实现的改进单载波五电平调制（MSCFM）算法。建议的调制算法产生5级输出电压在每个端子的VSI相当于标准的多电平逆变器。观察到的结果，提出了完整的交流变换器系统的数值建模（Matlab/PLECS）仿真软件。结果表明，本文的结果与已有的理论背景相吻合，并且所提出的多电平逆变器适用于不对称和对称双三相星形绕组变换器结构。©2016 Karabuk University. Elsevier B.V.的出版服务。这是CCBY-NC-ND许可证（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。1. 介绍正如许多文献和应用所证明的那样，多相交流驱动器是有限额定设备（MOSFET/IGBT）配置的解决方案，而不是其对应的三相交流驱动器[1-6]。优点包括冗余结构、有限的直流链路纹波、增加的功率密度、容错能力和降低的每相逆变器额定值[1，2，7]。最近，多相配置的双三相（六相）驱动器由于其高可靠性和容错能力而受到青睐[2以其结构而闻名，两个相邻的相位在空间上偏移30°（不对称型）[2适用于低压/大电流交流牵引和多电飞机应用（MEA）的解决方案[12在MEA推进系统中，液压和气动执行机构被多相交流驱动器取代，从而提高了故障条件下的可靠性，并改善了整体航空推进性能。*通讯作者：南非大学电气与电子工程系，奥克兰公园，南非约翰内斯堡。电子邮件地址：sanjeevi_12@yahoo.co.in（S.Padmanaban）。由Karabuk大学负责进行同行审查。[13，14]。启动和飞行模式期间的电动机和发电机动作均由多相交流驱动器[15]执行。另一方面，通过引入多电平逆变器（MLI），交流驱动器的可行性得到了改善MLI的好处是减少总谐波失真（THD），降低dv/dt，并有可能通过限压设备获得高额定功率[16，17]。多相和多电平逆变器的组合是提高限压限流设备额定功率的有效解决方案[3然而，MLI会受到不同潜在异常的影响，（31经典电压源逆变器（VSI）是可靠的，可重新配置为双三相交流驱动器的标准解决方案，并通过多个VSI的适当布置进行配置[2拓扑通常被寻址为双三相逆变器（六相）的不对称和对称的版本。VSI（两级）连接在六相系统的开路绕组处，称为双三相逆变器[2每对2电平VSI进行调制以获得3电平输出电压。但是双逆变器的输出电压电平受到限制，每个桥臂被限制为三个http://dx.doi.org/10.1016/j.jestch.2016.08.0062215-0986/©2016 Karabuk University.出版社：Elsevier B.V.这是一篇基于CC BY-NC-ND许可证的开放获取文章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。可在ScienceDirect上获得目录列表工程科学与技术国际期刊杂志主页：www.elsevier.com/locate/jestch1764S. 帕德马纳班，M。Pecht/Engineering Science and Technology，an International Journal 19（2016）1763电平和输出电压出现在线路的三个电平中，这不能用所述拓扑结构克服[2此类配置适用于有限的共模元件和增加输出电平[11，19，26]。此外，这些拓扑结构是通过开路绕组配置或增加每相开关或级联多个VSI[10，11，20因此，可靠性是有限的，低冗余，和复杂的脉宽调制（PWM）的策略是必需的。然而，对于多相AC驱动器的多于三电平输出的适当且最佳的开关配置仍然没有解决。受上述事实的启发，这项工作提出了一种新颖的配置为双三相多电平（对称/不对称）逆变器的隔离（如图1所示）和非隔离（如图1所示）。[17]《易经》：“七经”。此外，该结构满足最佳开关要求，适合星形绕组负载、中等功率（低电压/高电流）和MEA应用。 重构包括每一个阶段与一个双向开关（IGBT/MOSFET），和两个电容器引入中性点连接。一个额外的好处是，每个VSI输出，把5级在其线到线无关的非开放绕组结构。克服了文献中标准双逆变器配置的缺点。此外，该结构可容易地扩展到9、12或更高数量的相。其优点与标准多电平逆变器相同，并且在一个或两个或多个相位故障时的故障条件下更可靠[2此外，本文还开发了一种原始的改进型单载波五电平调制（MSCFM）算法（独立），并将其应用于非隔离/隔离双三相转换器[27为了验证该变换器的有效性，利用Matlab/PLECS仿真软件对整个系统进行了数值建模Fig. 1. 不对称/对称双三相交流驱动器的新型隔离多电平逆变器的配置。图二. 提出了一种新型非隔离多电平逆变器的结构，用于不对称/对称双三相交流驱动。S. 帕德马纳班，M。Pecht/Engineering Science and Technology，an International Journal 19（2016）17631765332230H·2<3[x3¼1½x1x2x3jx4x5x6]x1000x2; f2gx2000x5000<2<$xω5<$1½<$x1-a<$x2]00<>：>：312ð5Þ和测试。本文给出了一组预测结果，这些结果与理论背景显示出良好的一致性2. 多重分相分解空间矢量变换2.1. 多重空间向量变换六相系统通过旋转正交多个空间矢量来表示，如下文[28><$x1¼1½x1x2a4x3a8x4ax5a5x6a9]3ð1Þ每相的双向开关和两个中性电容器在图1和图2中被移除。 1和2，所得到的电路是一个标准的两级VSI。现在，该电路被称为两个经典的三相VSI（H（1）和H（2））的隔离转换器（图1）和经典的六相VSI的非隔离转换器（图1）。 2）的情况。因此，执行调制，例如标准三相和六相VSI。利用空间矢量理论，对输出电压vec双三相绕组的torv′可以表示为和两个三相绕组v< $1<${1}和v< $2<$的电压矢量{2}[18]如：vv1v28通过将六相绕组分成标准的两个三相绕组，>：<$x5¼1½x1x2a8x3a4x4ax5a9x6a5]8><$x1¼1½x1x2a2x3a4x4ax5a3x6a5]相绕组，则等式（8）考虑到Eq。（4）然后，调制矢量可以如下表示第一和第二三相绕组：3[x3¼1½x1x2x3jx4x5x6]：<$x5¼1½x1x2a4x3a2x4ax5a5x6a3]ð2Þ第1页3VDC其中，对于等式中的非对称版本，a= exp（jp/6）（1），以及a= exp（j2p/6），对于方程中的对称版本。（2）空间分布放置在绕组之间。多个空间向量<$x1，<$x3，和x5是根据第一d1-q1、第二d3-q3和第三d5-q5子空间的子区域。双三相系统以及隔离/非隔离直流电源可以通过空间矢量引入，v2V/1VDC直流电H4aaSH5aej2p=3SH6aej4p=310通过将等式（9）和（10）在方程。（8），双三相（隔离/非隔离）逆变器的任意旋转调制矢量可以预测为[3tors. 为此，六相系统被分成两个三相1j2p=3j4p=3子系统{1}和{2}表示为[3，18，27V/V3VDC直流电源H1VH2eSH3e8>100万>1000万ð11Þ>x11/4x1>x11/4x43VDC直流电SH4aSH5aej2p=3SH6aej4p=3x1000 x1000x 1000 x1000 1/4x6每个三相子系统{1}和{2}的静止旋转空间矢量、和零序分量x（x12x1x1a4x1a8]3瞬时切换，较高状态{SH，SH1，SH2，SH3SH4，SH5，SH6}，下态s{SH10，SH20，SH30，SH40，SH50，SH60}={1}，{0}的逆元。端子（适用于隔离/非隔离）。假设在那里系统中没有零序电流（平衡条件），f1g-;x11½x11x11x1]（x2222x2a4x2a8]3ð4Þf2g-x21½x2x2x2]03123多个空间矢量和分相空间矢量现在通过将等式（3）和（4）在Eqs。（1）和（2）表示如下：8<$x1<$1½<$x 11a<$x2]>：1/2x1/4x 1/2x2/4（<$x1<$<$x1<$xω50（<$x2a-1<$x1-<$xω5;0VSI（1）。x1000x1000x100mmx100mmð6Þ其中符号“(dot)产品3. 隔离/非隔离逆变器基于单载波的五电平调制双三相（隔离/非隔离）逆变器的总功率P可以表示为两个三相绕组{1}和{2}的功率之和[3P<$P1P23v<$ $>1·<$i13v< $$>2·<$i 222P<$P<$1P <$23½v<$$>1·<$i<$1v< $2·<$i<$2]7见图4。 逆变器支路“a”、“b”、“c”的PWM模式>33f1g12303123123图3.第三章。逆变器a相单载波多电平调制方案1766S. 帕德马纳班，M。Pecht/Engineering Science and Technology，an International Journal 19（2016）1763，Eq. 式（11）可以重写为两个独立的三相VSI（非隔离）。在本文[27将调制参考信号与表1隔离/非隔离VSI的主要参数标准的三角形载体，以提供最大限度地利用直流总线和能力，以产生5级操作。图3示出了用于在支路相位“a”上生成5级操作的单载波（MSCFM）调制算法。该策略是相同的，并且被应用于所有其他支路相位（b、c、d、e、f、g），保持适当的相移（60°或30°），在用于对称或不对称的参考调制信号之间，对于两个控制器，转换器操作（图1和2）。 双向开关（SHa，SHb，S Hc、S Hd、S He、S Hf）在整个基本周期内参考它们的任意相移（60 °或30°）进行调制，即，在{1，0}之间交换，切换周期[31，32]。相应地，所提出的逆变器特定支路的5级调制的开关模式如图4所示，固定调制指数等于0.8。图五.所提出的多电平六相星形绕组转换器的观察模拟行为。调制指数= 0.8，保持平衡运行。电压用其对应的时间平均基波分量来描述。左：不对称隔离/非隔离转换器。右：对称隔离/非隔离转换器。DC总线VDC400 V负载电阻R8X负载电感L10 mH基频F50 Hz开关频率FS10 KHz（非隔离）电容器VC5 KHz（隔离）2200lFS. 帕德马纳班，M。Pecht/Engineering Science and Technology，an International Journal 19（2016）17631767图5（续）4. 基于数值建模的模拟结果和讨论为了验证理论的发展和建议的转换器的性能的Matlab/PLECS仿真软件。相应地，用于测试的参数如表1所示。该试验是在调制指数固定为0.8的平衡条件下进行的图5显示了不对称隔离/非隔离多电平转换器（左）和对称隔离/非隔离多电平转换器测量隔离/非隔离多电平转换器（右）。图 5（A）和（G）是前三相绕组{1}的隔离和非隔离变流器的观测线间电压。图5（B）和（H）是第二个三相绕组的隔离和非隔离转换器{2}。注意，电压用其对应的时间尺度平均基波分量来描绘。 的情况下在隔离/非隔离对称转换器中，观察到线间电压正好偏移30°（图5（A）和（B））。在隔离/非隔离对称转换器的情况下，线间电压正好偏移60°（图1）。 5（A）和（B））。正如预期的那样，对于对称和不对称转换器，转换器产生5级输出电压，绕组{1}和{2}之间具有精确的空间位移。所有的基本成分是相同的幅度，并确认转换器的平衡操作。实验证明，采用所开发的MSCFM算法，每个VSI都能产生5电平输出。因此，克服了寻址双逆变器配置的缺点[2图图 5（C）和图 5 （I）是第 一 电 压 源 的生成相电压。第一个三相星形绕组的相位（相位 图图5（D）和图5（J）是第二三相电路的第一相的生成相电压，1768S. 帕德马纳班，M。Pecht/Engineering Science and Technology，an International Journal 19（2016）1763星形绕组（相位“d”）{2}由隔离和非隔离转换器实现。此外，电压用其对应的时间尺度平均基波分量来描绘。据观察，相电压是7级阶梯波，这是实际预测。请注意，隔离/非隔离对称转换器的相电压正好偏移30°（图 5（C）和（D））。然而，隔离/非隔离对称转换器的相电压正好偏移60°（图1）。 5（I）和（J））。此外，生成的基本分量与Eq.（9）第一三相星形绕组和Eq.（10）第二三相星形绕组。此外，基波分量确认它们具有相同的幅度，并表现出平衡、平滑的操作（调制指数=0.8）。隔离和非隔离非对称变流器的第一个三相星形绕组电流{1}如图5（E）所示，隔离和非隔离对称变流器的第一个三相星形绕组电流{1}如图5（K）所示。类似地，隔离和非隔离不对称变流器的第二三相星形绕组电流{2}如图5（F）所示，隔离和非隔离对称变流器的第二三相星形绕组电流{2}如图5（L）所示。可以观察到，对于隔离和非隔离非对称转换器，电流为正弦曲线，并且幅度相等，第一个三相绕组{1}和第二个三相绕组{2}之间的相移为30°（图5（E）和（F））。同样，可以观察到电流是正弦的，并且在幅度上相等平衡，对于隔离和非隔离，第一三相绕组{1}和第二三相绕组{2}之间具有适当的60°隔离对称转换器（图 5（K）和（L））。由隔离/非隔离和非对称/非对称转换器产生的六相电流证实，它们采用开发的MSCFM PWM算法和平衡操作进行正弦调制。图6描绘了在α-β（a-b）旋转平面中表示的六相电流的轨迹。如预测的，总电功率处于平衡条件下，旋转部件沿着圆形轨迹（以恒定频率）移动，如图6（左）所示。再次，一致性表明，每个VSI是正弦调制与开发的PWM策略。第五子空间（泄漏分量）和第三子空间（共模/零序分量）轨迹确认如图6（中间）和（右侧）所给出的零。同样，图。图7示出了在α-β（a-b）旋转平面中表示的六相电压的轨迹。由于自适应调制是2级，7级开路绕组相电压和5级线间电压总是从零移到最大电平。因此，dv/dt明显高于所开发的多电平PWM算法，并且从图7（左）中可以清楚地验证。电压的第五子空间（泄漏分量）由图7（中间）示出。证明了所有6n ± 1阶奇次谐波分量（n =1，3，4. . ）暴露于子空间5，并且第一子空间没有奇次谐波分量。图7（右）所示的电压的第三子空间（共模/零序分量）验证了其在平衡操作条件下如预期的那样实际为零。最后，通过综合试验得出结论，保证了VSI的平衡运行d1-q1第一子空间。d5-q5第五子空间。d3-q3第三子空间。见图6。 a-b旋转平面的子空间中的双三相电流的轨迹第一子空间（右）、第五子空间（中）和第三子空间（左）。d1-q1第一子空间。d5-q5第五子空间。d3-q3第三子空间。见图7。 双三相电压在a-b旋转平面的子空间中的轨迹第一子空间（右）、第五子空间（中）和第三子空间（左）。S. 帕德马纳班，M。Pecht/Engineering Science and Technology，an International Journal 19（2016）17631769所产生的线间、相（开路绕组）电压和相电流的总谐波失真（THD）如图2和图3所示。 八比十据观察，由发达的多电平PWM技术，产生的输出是免费的奇谐波。此外，相电流THD被发现是7.2%，这是明显的没有输出滤波器根据IEEE标准。正如预期的那样，相电压的THD响应（37.8%）高于线间电压（28.7%），这是由于所开发的调制技术的高dv/dt效应的事实但是，限制是在标准THD范围内的利润率由IEEE再次无滤波器。通过采用适当的5电平调制，无论是基于载波的调制还是空间矢量调制，dv/dt的影响都将受到限制，并且可以大大改善所产生的输出质量。这些任务仍在开发中，并且在以后的文章中将被删除。最后，本初步研究验证了所提出的隔离/非隔离，对称/不对称星形绕组多相多电平逆变器的良好的协议与发展的理论背景的令人满意的性能。见图8。 线间电压总谐波畸变谱。见图9。 相电压总谐波畸变谱（开路绕组）。见图10。 相电流总谐波畸变谱。5. 结论本文致力于新型隔离/非隔离多电平不对称/对称多相星形绕组变换器的基础上重新配置的标准VSI配置。提出了一种因此，克服了标准双开路绕组和其他标准多电平逆变器配置解决多相交流驱动器的缺点。数值仿真结果表明，无论是隔离型还是非隔离型，均能有效地抑制低次谐波。建议有效地用于中等功率、交流牵引和多电飞机（MEA）应用的电池或燃料电池供电系统。仍在研究框架优化的5级载波或空间矢量调制PWM产生方法，为不久的将来的工作。引用[1] E.莱维河Bojoi，F. 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