高增益非隔离双电感Boost变换器的控制设计与性能分析

工程科学与技术，国际期刊37（2023）101294高增益非隔离双电感Boost变换器D. Reyes-Cruza，P.R.Martinez-Rodrigueza，D.Langarica-Cordobaa，G.巴斯克斯-古兹曼b，J.M. Sosa-Zuñigab，V.M.Ramirez-Riveraca科学学院-UASLP，Av. Chapultepec 1570，Priv.del Pedregal，78295圣路易斯波托西，墨西哥b电气和电力电子实验室，墨西哥国家技术公司/ITSde Mexico，Mexico，GTO，Mexico，Mexico，Mexico，Mexico Puatoc可再生能源部，尤卡坦科学研究中心（CICY），墨西哥梅里达97205阿提奇莱因福奥文章历史记录：收到2022年2022年10月7日修订2022年11月3日接受2022年11月18日网上发售关键字：高增益DC-DC功率变换器比例积分控制扰动估计器浸入不变性A B S T R A C T提出了一种高增益非隔离双电感升压变换器的控制设计方法。所研究的变换器的拓扑结构是基于传统的升压变换器的电感开关的方法下操作，以获得高电压增益与低占空比。基于所提出的方法，得到三个控制律。所提出的控制策略包括两个解耦的控制回路：一个内环旨在跟踪输入电流到所需的电流参考和外环的地址，以调节转换器的输出电压到一个恒定的参考值。对于内部控制回路，首先提出了一个比例动作，以提供阻尼的系统。此外，比例控制器的增强使用的估计方案，基于沉浸和不变性理论，以处理电感寄生电阻对系统的影响。第三个控制器是一个比例积分作用，以保证电流跟踪目标。另一方面，输出电压环的控制设计导致针对三种情况的PI控制器，其旨在调节变换器的输出电压。所提出的控制律的性能进行了验证，在三个实验方案：稳态，输入电压变化和输出电阻变化。输出电压调节和输入电流跟踪是在每种情况下获得的主要结果©2022 Karabuk University. Elsevier B.V.的出版服务。这是CCBY-NC-ND许可证（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。1. 介绍全球能源消费导致过度使用化石燃料和天然气发电。负责开采石油、天然气和碳等化石燃料的行业无法满足世界消费。对石油产品的高需求增加了大气中温室气体的数量，对环境造成严重破坏[1]。与能源工业（包括石油和天然气）相关的工业过程的控制也很重要，因为它对气候变化有着积极的影响[2由于电力生产对全球经济和社会增长至关重要，可再生能源系统可以适应满足能源需求。例如，在2020年，可再生能源在新发电容量方面取得了创纪录的增长，并且是唯一一种整体容量净增长（超过256吉瓦）的发电来源，打破了*通讯作者：科学学院-UASLP，Av.Chapultepec 1570，Priv. del Pedregal，78295San Luis Potosi，Mexico电子邮件地址：panfilo. uaslp.mx（P.R. Martinez-Rodriguez）。比上一次的记录高出30%[6]。工业部门有对通过可再生能源技术及其广泛应用发电这一具有挑战性的任务的共同兴趣日益增加。例如，光伏（PV）和燃料电池（FC）等可再生直流电源已增加其在能源市场的渗透率[7，8]。然而，基于可再生能源的系统表现出低的和不稳定的输出电压。因此，电力电子变换器是必要的，以管理能量转换和提高性能的替代能源。传统的DC-DC升压转换器是主要的选择考虑这项任务。此外，在实际应用中，开关的占空比操作必须受到限制，以保持稳定的操作，并且不会导致系统故障。然而，限制半导体的操作时间因此，实现具有高能量转换的电力电子转换器是一种解决方案。与传统升压转换器相比，高增益功率转换器可以实现更高的电压电平，同时将开关处的应力电压保持在制造商允许的高增益转换器拓扑https://doi.org/10.1016/j.jestch.2022.1012942215-0986/©2022 Karabuk University.出版社：Elsevier B.V.这是一篇基于CC BY-NC-ND许可证的开放获取文章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。可在ScienceDirect上获得目录列表工程科学与技术国际期刊杂志主页：www.elsevier.com/locate/jestchD. Reyes-Cruz，P.R. Martinez-Rodriguez，D.Langarica-Cordoba等人工程科学与技术，国际期刊37（2023）1012942在文献中已经提出了降低半导体上的应力电压，以便在不使用过大占空比的情况下实现高升压应用[9]。其中，高增益非隔离DC-DC转换器基于用于微电网应用的三开关状态[10]、开关电容器[11]、电压倍增器单元[12]、电压提升技术[7]和有源开关电感器[13]提供具有降低的电压应力的高电压增益。此外，由于不需要高频Transformer，这些转换器成本低、效率高、体积小[14]。例如，[15]描述了一种有趣的高增益非隔离DC-DC双电感升压转换器（DIBC）。与标准升压转换器相比，DIBC的主要优势在于它能产生更高的电压比和更低的该DIBC有一个高输入电流纹波相对于跨跨升压转换器，不过，这可以通过考虑，sidering一个输入直流耦合电容器处理与传统升压转换器相比，DIBC拓扑的另一个优点是它包含更少的电子元件。因此，这导致容易构造和低成本的电力电子转换器。此外，当集成其他拓扑结构时，DIBC转换比已得到增强，例如在[16]中，其中传统升压转换器作为输入级联连接到DIBC，这导致具有三个同步器触发开关的高增益无变压器转换器。此外，在[17]中，当考虑DIBC、无源开关电容器单元和LC低通滤波器之间的级联连接时，提出了一种高升压DC-DC转换器此外，在[12]中，提出并分析了当使用DIBC、电压倍增器单元和开关电容器单元之间的串联连接时的高电压增益混合无变压器DC-DC转换器从控制设计的角度来看，上述所有高增益升压拓扑结构提供了实质性的挑战，例如，不考虑负载变化或输入电压变化以及参数不确定性的经调节的输出电压操作。此外，众所周知，升压型转换器显示输出电压相对于控制信号的非最小相位行为，因为它具有右半平面零点（RHPZ）[18]。结果，单个电压调节回路的设计是低效的因此，在设计非最小相位行为系统的控制器时，需要两个控制回路。这种类型的多回路控制方案由内部电流模式回路和外部电压模式回路组成。多环控制方案被广泛用于与比例积分（PI）控制器一起控制DC-DC功率转换器，以调节DC输出电压。此外，这种控制结构在许多应用中是很常见的。例如，PID控制的分析和设计应用于生物方案[19]，其中在研究中考虑的特定分子的生长之间确定生化控制器。PI型控制也作为三相AC/DC系统中的观测器实现[20]。这样的观测器用于减轻DC-AC链路电压的电压调节中存在的过冲和干扰在多环控制方案中，PI型控制器用于实现电流跟踪和电压调节目标。在[21]中，应用PI控制以确保电流跟踪到期望的参考值以实现电池充电。此外，另一种PI型控制用于并网电池充电器的DC-DC链路中然而，必须考虑每个P，PI和PID方案都采用需要方法和正确值选择的控制增益[22]。本文介绍了DIBC的控制设计方法和分析有三个控制律。所建议的控制器由两个控制回路组成一个外环，其目标是以通过对电压调节误差的PI作用将输出电压调节到参考值。该回路的输出将作为三种控制方案的内部控制回路的电流参考。另一方面，内环旨在将转换器的电感器电流调节到由外环给出的期望电流参考。该内环的输出将用作操作转换器的占空比。对于第一个控制器，内部电流回路是使用具有有限带宽的比例（P）控制器形成的;因此，该控制器被称为P+ PI。这种策略为系统提供阻尼;然而，由于未知的寄生电阻，它会在电流跟踪中产生稳态误差，这些寄生电阻主要存在于电感元件中。为了解决稳态误差问题，提出了一种基于浸入和不变性（II）的扰动估计器。理论[23]是为内部电流回路结合与上述P + PI控制器一起使用;因此，第二种技术被称为P-II + PI。这种设计非线性系统渐近状态观测器和参数估计器的方法已被广泛报道[24，25]。此外，最终的控制方案构造使用PI控制器在内部控制回路。由于内环中的积分作用，这种PI + PI技术能够处理参数不确定性，并且消除了对内环电流中前馈项的需要。本文的贡献如下：1. 提出了一种基于平均动态模型2. 提出了三种多回路控制策略，分别称为P + PI、P-I I + PI和PI +PI。3. 所提出的控制方案的优点是：它们是基于众所周知的P和PI结构，它们是独立的系统参数，零稳态误差达到尽管干扰，他们是相当简单的实现。4. 提出了一种基于I-I理论的P-PI控制方案内环鲁棒估计器，即I-I + PI控制方案。5. 为了评估系统的性能，建议的控制器进行评估，在各种实验方案。本文的其余部分组织如下：在第2节中，DIBC的操作模式进行了描述，并介绍了系统建模;在第3节中，控制设计的详细介绍;在第4节，每个控制器的实验结果显示。最后，在第五部分，对本文的研究进行了总结2. 系统描述和建模图 1，描述了双电感升压转换器。这是一个高增益升压转换器，由三个无源元件组成，即电感器L1、电感器L2和电容器C1。此外，功率转换器具有以同步方式操作的两个有源开关Sw1和Sw2二极管Di. 电压源用v i表示，电阻器Ro表示转换器的负载。为了表示DIBC的物理建模，有必要考虑与物理系统行为相关的方面，这些方面在下面提到。1. 转换器处于连续导通模式（CCM）。由于系统的物理限制，不考虑不连续导电模式（DCM）。由于输入电流纹波，电源受到影响[15]。2. 电源电压v i被认为是理想的和恒定的，负载突然变化。D. Reyes-Cruz，P.R. Martinez-Rodriguez，D.Langarica-Cordoba等人工程科学与技术，国际期刊37（2023）1012943¼¼联系我们t！1dt2CCcCt！1可以观察到，与典型的升压转换器[15]相比，（3）中的转换比导致大的输出电压值。如图 1，观察到三个储能装置，因此有望获得三阶模型。然而，通过考虑具有相同电感值的电感器L1和L2L1L2L和开关的同步操作，它允许将系统的阶数从三阶减少到二阶。系统模型（1）和（2）的稳态条件由控制信号和系统状态的物理范围建立如下：uc2D： 1/20;1/2R>0;iL2Y： 1/4imin;i maxR>0;vC2X：1/ 4vi;vmaxR>0;ð4ÞFig. 1. 高增益双电感升压转换器。3. 电感器的寄生电阻rL被认为是未知的，但是恒定的或由于老化而缓慢变化。4. 开关Sw1、Sw2和二极管Di被认为是建模过程的理想选择。由于图1中开关的同步操作，转换器在两种操作模式下执行[15]：（1）模式I：电源开关SW1和SW2接通，电感器L1和L2同时并联充电。因此，存储在电容器C中的能量被释放到负载Ro。二极管Di被关断，因此负载与电压源断开。（2）.模式II：电源开关SW1和SW2关断。电感器L1和L2串联放电。因此，能量从电压源和电感器转移到电容器C二极管Di导通，因此负载连接到电压源。因此，通过将基尔霍夫电流和电压定律应用于上述操作模式中描述的电路来获得系统的平均动态模型。所得的平均模型导致：其是考虑所研究的转换器的CCM操作来定义的。此外，如[18]所述，输出电压到控制信号DIBC的传递函数呈现非最小相位行为;因此，该转换器需要电流模式控制。在下面的部分中，详细地陈述了三个控制律的设计。3. 控制设计程序针对双电感升压变换器，提出了三种多环控制策略，以达到一组控制目标。第一个控制律由内环的比例项和外环的比例-积分控制器组成，前者用于为系统提供阻尼，后者用于调节变换器输出电压。第二个建议认为，估计器浸入和不变理论（II）的基础上，以应付未知的寄生电阻rL给出的参数不确定性。该估计器用于增强第一控制器;因此，内部控制回路由两个校正动作形成：估计加上比例项。最后，第三个建议consists的PI行动的电流误差，旨在处理参数的不确定性和消除前馈项。在第一个建议，这种控制法也使用PI控制器的外环。每一个建议的控制设计策略将在随后的小节中详细介绍。LdiL¼-vCviucvi-dL;1dv vDT 1/2L uc-Ro;其中，uc，1-d;d表示PWM（占空比）的连续调制信号，其取值范围为100;100;这是占空比;iL是电感器电流，v C 代表团电容器电压。此外，dL，r L i L表示与电感器的寄生电阻r L相关的转换器的参数不确定性。请注意，PWM输入信号的开关SW1和SW2是通过D 1 U C产生的，如图所示。1.一、以下意见来自DIBC：基于系统模型（1）-第一 天v;33.1. 控制目标为了设计控制策略，针对功率转换器操作建立以下控制目标。1.电感器电流iLL Lt跟踪所需的电流参考iωLt，即，limiLtxω1t; 5其中xω1是在外部控制回路处计算的参考。2.转换器的输出电压调整vCt到所需电压xω2，其定义如下：limvCtxω2：6请注意，xω2是固定为给定值的常数参考。重写状态空间表示（1）●●●D. Reyes-Cruz，P.R. Martinez-Rodriguez，D.Langarica-Cordoba等人工程科学与技术，国际期刊37（2023）10129442Rokp1;c.Σ211kp1 ;c211K 1 R o2Roviki1;vLx_1¼-2x2viucvi-dL;7Cx_2¼x1uc-x2;108mm其中x1，iL和x2，v C。此外，在设计所提出的控制律时考虑了以下假设A1.系统参数Li和Ci被假定为未知的正常数，其可以随时间缓慢地变化A2.电感电阻所表现出的参数不确定性，已知的大的kP1;c值涉及噪声放大问题和瞬态响应中的不希望的过冲。3.2.2. 电压调节回路如果考虑A3中的解耦假设，则电感器电流动态比电容器电压动态更快地达到稳态值。从这个意义上说，当前的错误~x1！ -dL 因此，利用所提出的控制器（11）的（8）中的电压动态被重写为，RL是被考虑的。因此，控制设计程序必须处理这个问题。A3.解耦假设。目前的动态比Cx_ 2¼2vixω-dv1-x2;1212电压动态;因此，控制设计过程可以被分成两个独立的回路，即内部控制回路和外部控制回路。由于电流和电压之间的时标分离，这种设计过程是可能的，并且与[26]中给出的奇异摄动理论和分析一致。其中dv1是由电流误差产生的恒定扰动项; xω1被认为是该环路的输入控制信号，K，xω2<$v i。因此，该环路的电压误差动态可以写为，C~x_1/2vixω-d~x2xω2;133.2. DIBC的P + PI控制器设计2K1v1-Ro-Ro在这种情况下，第一种控制策略在电流内环使用比例控制器来为系统提供阻尼;同时，外电压环被提出作为PI控制器来为电流内环提供电流参考第3.2.1节和第3.2.2节讨论了该控制策略的设计。3.2.1. 电流跟踪回路电流内环的比例控制器的设计基于A3中描述的解耦假设另外，如果当前误差，其中电压误差被定义为，~x2，x2-xω2：14因此，提出了以下现行参考文件xω1½-kp1;v~x2ki1;vn1;15n_1¼~x2;其中kp1;v和ki1;v是PI控制器的正常数增益，并且n1是电压误差的积分。在闭环中，外环导致，~x1，x1-xω1<$9<$2vx xω~C~x_¼ -I.K~xkn-d22;116则（7）中的当前动态可以重写为：如下所示：2Kn_1¼~x2：p1;v2i1;v1v1-Ro-RoL~x_1x2viucvi-dL：10此外，系统的稳态可以计算为：基于该电流误差动态特性，提出了以下控制律以便为系统提供阻尼21/2~x;n]>1/40;-Rodv1xω2K>：u c¼x2vi.kp1;cf1; cf1; cf1; c f1外控制回路上的比例积分作用目标s1;cf_1 1/4~1-f1;是达到具有零稳态值的电压基准。此外，内环中比例控制的目的其中kp1;c是正比例增益，即，kp1;c>0.此外，为了避免由比例增益引起的不期望的扰动的再注入，低通滤波器（LPF）已经被包括在内部控制回路中，其中s1;c是时间常数，f1是用于补偿LPF的辅助项，并且f1是该状态的导数。因此，闭环系统表示为：L~x_ 11/4-kp1;cf1-dL;s1;cf_1¼~x1-f1：回想一下，当~x1！0，即， x1txω1. 然而，正如在闭环系统中观察到的主要是为闭环系统提供阻尼。因此，该比例动作本身不能消除电流稳态误差;此外，kp1;v值的较大变化可能会在瞬态响应中产生不期望的过冲。在图2中，描绘了所提出的P + PI控制方案的框图。l/2~<$x;<$f]>1/4-<$dL ;~<$x>：请注意，如果kp1;c的值足够大，则会产生与当前稳态误差所需的值一样小的值;然而，图二、 P + PI控制方案框图¼-D. Reyes-Cruz，P.R. Martinez-Rodriguez，D.Langarica-Cordoba等人工程科学与技术，国际期刊37（2023）1012945二号！！1L@~x1;2¼1- ： 双头;K1/4-223.3. P–I + DIBC的PI控制器设计DIBC具有几个寄生电阻，最重要的寄生电阻对应于电感器寄生电阻。如前所述，该问题在前一控制器的内部电流环路中产生稳态误差。因此，提出了一种基于I-I方法的不确定度估计策略.估计器的目的是重建的寄生电阻rL产生的不确定性，但是，它也可以估计，mate额外的不确定性，如输入电压的变化。这种设计非线性系统渐近状态观测器和参数估计器的方法已被广泛报道[23在本节中，建议的估计器的设计，其中，kp;c和ki;c是表示估计器的比例增益和积分增益的正设计参数。注意，在所提出的控制律（17）中使用估计L。还请注意，在相对较小的时间x1！ xω1;^dL！dL，因此，~x1！0的情况。3.3.2. 电压调节回路P-II + PI控制方案的外电压回路 这意味着电流误差x1在短时间内达到零值，的控制目的x1 1/4xωi，是很满足因此，考虑（17），电压动态（8）可以重写为，只考虑寄生电阻rL产生的不确定性。在第三控制设计中稍后考虑输入电压变化。Cx_2vi^dLxωx223KRo3.3.1.内部控制回路设计此外，通过使用（14），获得电压误差动态为接着，在这种 情况下，内 部电流环路 设计也基于 电流误差动 态特性（10）。注意，对于电流误差动态，由于电感，出现了干扰项dLC~x_2¼2vi^dLxKω1-~x2Roxω2-Ro24Þ寄生电阻因此，提出了一种确保系统的主动阻尼和系统不确定性补偿的控制律，uc1/42。kp2c~x1vi-^dL;17注意，xω1表示输入控制信号to（24），项2ωviω^dLω=K和xω2=Ro是常微扰，可以逐步变化。因此，满足外环控制目标的控制器如下所述xω1-。k~xkn;25其中是寄生项dL的估计，其设计如下。考虑（10）和（17）之间的闭环，当前误差动态是，L~x_ 11/4-kp2;c~x_1-~dL;n=18其中，是估计误差项。基于II1p2;v2i 2;v2n_2¼~x2：其中kp2;v和ki2;v分别是PI控制器的比例增益和积分增益同时，n2是电压误差的积分。因此，在闭环中的电压动态被获得为，C~x_2¼ -2vi.kp2v~x2<$ki2vn<$-~x2-xω2;近似h，估计项^dL的设计由两个K;n_¼~x：;2罗罗被称为积分项gL2R的项，以及比例项项jL<$~x1< $2R，使得，因此，估计因此，闭环的稳态产生于：动力学被描述为，~>xω2>^d_L¼g_L@jL~ ~x_1：119mm½x2;n2]1/40;-2Roviki2;vK@x1注意，假设在短暂的时间内i L达到稳态，并且考虑r L为恒定的未知值，dL被假设为未知的恒定项。因此d_L0和~d_L^d_L。此外，在闭环系统（18）中评估的估计误差动态产生，~d_L¼-g_L1@jL.kp2c~x1~dL：120注意，所提出的用于外部电压回路的PI控制器能够将电压调节到期望的参考值xω2，因为在稳态下~x2基于I I方法的总体控制方案如图3所示。3.4. DIBC的PI + PI控制器设计如前所述，用于内部控制器的第一控制器（11）电流回路不能处理不确定项dL，从式（20）中，积分项和比例项如下获得：g_L¼kp2;c@jL~x1;1021μ mL @~x1@jL@~x1¼-kL¼-kp;c：然后，估计误差动态被获得为~d_L1/4-k~dL，其中kR. 因此，dL因此，保证了向原点的收敛。最后，将（21）中积分项的动力学和估计进行综合，得到：^dL¼gLjL~x1gL-kp;c~x1;22g_L~（1/2）-kkp2;c~x1~（1/2）-ki;c~x1;图3.第三章。P-I I + PI控制方案的框图：：D. Reyes-Cruz，P.R. Martinez-Rodriguez，D.Langarica-Cordoba等人工程科学与技术，国际期刊37（2023）10129462.Σ1/2x2;n4]1/4;-K.Σ这在参考电流跟踪中产生稳态误差。此外，基于I I估计量的第二个策略是输入设计，以确保电压调节。考虑（14），则电压误差动态被变换为，利用该估计能够消除稳态误差2vi~x2xω在内部电流回路内以一定的等效方式。C~x_21/4xω1-dv2- -;KRORO请注意，最后一种方法仅估计寄生电阻引起的不确定性。因此，控制策略，旨在补偿电感器电阻的不确定性和输入电压变化产生的不确定性的设计。然后，本节中提出的控制器在内外控制回路中都使用PI结构，以处理两种不确定性。其目的是补偿不确定项，同时避免在P + PI和此外，与传统的控制器类似，本文提出的控制律利用解耦假设设计了一个电流内环和一个电压外环。其中，项xω2=Ro是可以逐步变化的恒定扰动因此，满足外环控制目标的控制器如下所述xω1½-kp3;v~x2ki3;vn4;29n_4¼~x2;其中，kP3;v和kI3;v是正增益，并且n4表示电压误差的积分。如可以观察到的，在（29）中提出的控制器的控制结构类似于在（15）中提出的。例如，在这种情况下，闭环系统导致，C~x_2¼ -2vi.kp3v~x2ki3vn-dv2-~x2-xω2;3.4.1. 内部控制回路为了设计内部电流回路，K;4n_4¼~x2：罗罗DIBC用误差表示，~x1¼x1-xω1，定义如下：此外，系统的稳态可以计算为：（九）、目的是获得当前误差动态（10）。因此，建议的PI控制律设计如下，~Rodv22RvkOii3;2u c¼K。注意，外部电压环路能够将电压调节到n_3¼~x1;所需参考xω2，因为在稳态下约为x21/40。整体PI + PI结构的控制方案如图所示。 4s2;cf3¼~x1-f3;其中n3和f3是构造积分的辅助变量，4. 实验控制律验证比例项;kp3;c是比例增益，并且是正设计参数;s2;c表示LPF的时间常数，以减少由比例增益产生的噪声，并且ki3;c是积分增益，其也是正设计参数。请注意，比例项保留LPF动作（称为有限带宽PI控制器），如初始P + PI控制策略中那样。因此，内部电流回路的闭环系统表示为：L~x_1-kp3;cf3-kki3;cn3-dL_nvi;n_3¼~x1;s2;cf_3¼~x1-f3：因此，系统的稳态结果，在本节中，详细介绍了所提出的控制律的实验结果 实验样机如图所示。 五、使用dSPACE 1104数据采集（DAQ）板。DAQ的输出开关信号通过光纤发送到半导体，以确保隔离并避免EMI。带有电流和电压传感器CLN-50和LV-25 P的传感器板用于接收和调节来自学术原型的信号在故障和电流尖峰的情况下考虑热开关保护装置支持直流输入源。使用Control Desk软件将数据可视化考虑了系统的平均模型（1）和（2）以及第3转换器参数和控制增益分别在表1和表2此外，对于转换器操作，>vi-dL>：已选择xω2¼120 V的输出电压参考值1/2x1;f3;n3] 1/40;0;ki3;c为了分析和评估每种建议的性能，控制律，考虑以下情况：正如可以观察到的，从闭环系统，PI + PI控制方案是能够产生零稳态误差的感应器，tor电流误差~x1。此外，PI+PI建议的控制律，如前所述，处理电感器电阻不确定性，并且消除了在控制律中包括电压源Vi的前馈项的必要性，因此，增强了所提出的控制律的实际可行性3.4.2. 外部控制回路由于考虑了图A3中描述的时标分离原理，因此假设电感器电流动态特性x1趋向于xω1，因此~x1趋向于原点的速度快于电压误差动态特性。因此，利用所提出的控制器（26），（8）中的电压动态被重写为：Cx_21/2vixω-dv2-x2;(a) 稳态测试与一个固定的输入电压为33 V，一个固定的负载电阻为126倍，并考虑到输出功率的转换器的PO为144 W。(b) 输入电压在33 V至43 V范围内逐步变化K1Ro其中Dv2表示由电感器的寄生电阻注意xω1作为控制图四、PI + PI控制方案框图：D. Reyes-Cruz，P.R. Martinez-Rodriguez，D.Langarica-Cordoba等人工程科学与技术，国际期刊37（2023）1012947¼4.1. 稳态验证表1系统参数。图五. DIBC的实验设置在图6中，示出了系统状态变量、输入电流和输出电压的行为。此外，在每个建议的稳态控制器下的输入电压和控制信号也被示出。图6a、图6b和图6c是指P + PI、通知输出电压v C 收敛到参考电压xω2¼120V。控制信号uc保持在56%的电压，以维持电压调节。因此，在每个建议的控制器中实现输出电压调节目标。图7给出了电流误差~x1、电压误差~ x1和电压误差~ x 1的稳态响应。~x2、电流基准xω1和控制信号uc。 P + PI控制器的结果如图所示。早上7注意，稳定的-在电流中观察到状态误差，即，~x1 1/4-0：2。在~x1中的稳态误差指示P+PI控制方案不能够处理电感器中存在的参数不确定性控制增益kP1;c减小了稳态误差;然而，不能消除它。增加kp1;c的值可能导致瞬态响应中的过冲，并导致系统达到允许的物理范围之外的值。因此，电流不跟踪期望值xω1，并且电流跟踪控制目标没有实现。然而，稳态电压误差~x20，即，在电压外环采用PI控制器可以实现电压调节目标，参数值Input voltagevi33 V额定负载Ro126X电感L1 mH电容器C380lF基准电压xω2120V采样时间Ts6l s表2控制增益P + PI控制器参数值电流比例增益kp1;c11： 1电压比例增益kp1;v4电压积分增益ki1;v6时间常数s11= 10P–I参数值估计比例增益kp;c45估计积分增益ki;c160电压比例增益kp2;v1： 4电压积分增益ki2;v1： 6PI + PI控制器参数值电流比例增益kp3;c60电流积分增益ki3;c40电压比例增益kp3;v1： 5电压积分增益ki3;v2： 3时间常数s21= 10内循环中的稳态误差。另一方面，在图7b和图7c中，分别呈现了与P-II+ PI和PI + PI控制器相关的稳态响应注意，对于考虑积分作用的控制方案，电压和电流误差在两种情况下都为零。因此，实现了电流和电压目标。4.2. 输入电压输入电压变化时的实验结果v i 在图8中示出。输入电压呈现从33V到43V和返回的阶跃变化。对于这种情况，输出电压v C被调节到120 V，对于所提出的三个控制律，如图所示在图8a、图8b和图8c中。因此，电压调节目标得以实现。由于输入电压的变化，图8a中的控制信号uc在56%和42%之间振荡，以便将输出电压维持在电压基准。 图 8 B以及图8c，控制信号保持在平均值51%，以确保输出电压的调节对于相同的情况，电流误差~x1，电压误差~x2和ref-参考电流xω1如图1所示。9.第九条。 注意，对于图1中的P + PI控制，9a稳态电流误差~x1。实际上，在增加比例增益kp1;c在内部电流回路处，以帮助减小电流误差和与增加该控制参数相关联的风险，因为它可能产生电感器电流过冲IL，并且在极端情况下，系统不稳定。相反，如果I I估计器或PI控制器用于内部控制回路，则达到零稳态误差。这是可能的，因为这些建议的控制器能够处理系统操作的 不确定性，如图 所 示。 9 B和图 9 c，分别为Y. 注意，输出电压vC保持不变，(c) 考虑从126X（PO（PO<$4144 W）的¼114W）至100X调节电压为xω2¼120 V。因此，输出电压调节在所有情况下都实现了该目的，而不管输入电压转换。提出了实验方案，以评估控制器的行为下意外的输入电压变化和输出负载的突然变化。 此外，收敛的系统状态，其所需的参考值进行测试considering参数的不确定性。4.3. 输出负载考虑输出负载变化的控制器的性能如图所示。 10个。阶跃负载从Ro<$$> 126X（PO<$114 W）变为Ro<$100X（PO<$144 W）。将样品D. Reyes-Cruz，P.R. Martinez-Rodriguez，D.Langarica-Cordoba等人工程科学与技术，国际期刊37（2023）1012948见图6。稳态情况下控制律的验证结果。(a)P + PI控制律，（b）从上到下：输入电压vi，输出电压vc，输入电流iL和控制信号uc。见图7。稳态控制律的验证结果。(a)P + PI控制律，（b）&P-I I + PI控制律，（c）PI +PI控制律。 从上到下：电流误差~x1、电压误差~x2、电流基准xω1和控制信号uc。D. Reyes-Cruz，P.R. Martinez-Rodriguez，D.Langarica-Cordoba等人工程科学与技术，国际期刊37（2023）1012949图8.第八条。 输入电压vi变化时控制律的验证结果。（a）P + PI控制律，（b）P-I I + PI控制律，（c）PI + PI控制律&。从上到下：输入电压vi，输出电压vc，输入电流iL和控制信号uc。图9.第九条。 输入电压vi变化时控制律的验证结果。（a）P + PI控制律，（b）P-I I + PI控制律，（c）PI + PI控制律&。从上到下：电流误差~x1、电压误差~x2、电流基准xω1和控制信号uc。D. Reyes-Cruz，P.R. Martinez-Rodriguez，D.Langarica-Cordoba等人工程科学与技术，国际期刊37（2023）10129410¼-¼见图10。 输出负载R o变化时控制律的验证结果。（一）P + PI控制律，（b）从上到下：输出电流iO、输出电压v c、输入电流iL和控制信号uc。以200 ms的时间尺度获取，以了解负载的阶跃变化。在图10a、图10b和图10c中，示出了输出电压v C收敛到期望的参考值xω21/4120Vin。每一个建议的控制方案。保持控制信号uc平均值为56%（μ c/1-d），以保证输出电压的调节。 图 1 1，电流和电压误差~x1，电压误差~x2，电流参考xω1和控制信号uc变量为绘制。图11a所示的P + PI控制律的行为与稳态情况下所示的行为相似。电流稳态误差~x10：2被观察到。P+PI控制方案不能处理系统中存在的干扰和参数不确定性。然而，监管的目的--改变输出电压V c 到期望的参考电压xω2是实现，即，x20。在图11a和图11c中，称为P-II + PI和PI + PI控制器，满足电流跟踪和电压调节的控制目标，因为在两种情况下电流和电压误差都为零。对于P-II + PI控制方案，图10 b和图11b，不确定性估计器估计电感器中存在的寄生电阻。PI动作应用于图10c和图11c的内部循环中。PI + PI控制方案还可以处理系统中的参数不确定性。这两个控制目标，电流跟踪，和电压调节中实现的P-I I + PI和PI + PI控制器。对于P + &II + PI控制方案的情况，图12示出了在所有场景中估计的性能。图中的条件。 12 a，12b和12c与稳态相同，v i的变化以及Ro各自的变化。对于稳态场景，保持恒定，因为在输入电压和输出负载处没有扰动被引入到转换器。对于输入电压变化的情况，也表现出变化。注意，步骤-v i的变化直接影响电流iL。最后，对于外-在负载变化的情况下，由于电流iL在R0的变化范围内没有显著变化，因此估计iL呈现最小的变化。5. 总结发言本文讨论了三种控制律的设计应用于高增益双电感升压变换器。控制目标的建立，以保证电流跟踪到一个所需的参考值，并确保输出电压调节到一个所需的参考- ence电压值。此外，还考虑了电感中的寄生电阻。描述变换器输出电压的传递函数是非最小相位的，这为多环控制策略的设计提供了此外，多回路控制设计的目标通过电流动态比电压动态快的假设来加强，从而调用A3。为了实现控制目标，提出了三种由两个独立控制回路组成的控制方案：内部电流模式控制和外部电压模式控制。内部控制回路确保电流跟踪到期望的参考值，而外部控制回路确保输出电压调节到期望的参考电压值。提出了一种PI控制策略，以确保输出电压调节。另一方面，考虑到参数的不确定性，提出了三种电流内环的控制律，以保证输入电流跟踪到期望的参考值第一个P-PI控制器提出了一个比例动作的电流跟踪。第二种P-I I + PI控制考虑基于I I理论的不确定性估计器和用于估计输入电压变化的比例控制。第三PI + PI控制律考虑PI策略，以补偿电感的不确定性和输入电压变化。每个控制律的性能进行了验证下三个实验方案：稳态，输入电压的阶跃变化，和负载的阶跃变化这些情景是D. Reyes-Cruz，P.R. Martinez-Rodriguez，D.Langarica-Cordoba等人工程科学与技术，国际期刊37（2023）10129411见图11。 输出负载R o变化时控制律的验证结果。（一）P + PI控制律，（b）P-I I+ PI控制律，（c）PI + PI控制律&。从上到下：电流误差~x1、电压误差~x2、电流基准xω1和控制信号uc。图12个。P-I I + PI控制律的控制律验证结果（a）估计在稳态情况下，（b）随着vi的变化的估计，以及（c）估计随着负载Ro的变化。D. Reyes-Cruz，P.R. Martinez-Rodriguez，D.Langarica-Cordoba等人工程科学与技术，国际期刊37（2023）10129412提出了评估行为的控制器在未知的干扰存在于每个电子系统。的P-PI控制器的per-person表现出稳态误差的电感电流，因为比例增益不完全补偿参数的不确定性和输入电压的年龄变化然而，在输出电压中观察到零稳态误差。另一方面，在每个实验场景中，在P-I I + PI和PI + PI控制器的行为中观察到稳态电流和电压的零误差因此，比例动作对于电流跟踪不是理想的，因为它不补偿系统中的变化。此外，零稳态误差达到与PI行动和不确定性估计，因此，电流跟踪和输出电压regulation，尽管不确定性和系统变化的保证。还请注意，所有当前循环都依赖于输入电压vi;然而，这对于P-1来说不是问题I I + PI和PI + PI方案，因为它表明，这两种方案达到控制目标，尽管在输入电压的变化注意，本文提出的控制律具有简单的双环结构;因此，模拟和数字实现所提出的控制策略是可行且实用的选择。竞争利益作者声明，他们没有已知的竞争性财务利益或个人关系，可能会影响本文报告的工作。引用[1] A.K. Raturi，《2019年可再生能源全球状况报告》，载于：REN21秘书处，法国INIS联络官，2019年。1-336[2]