软件定义无线电的非均匀滤波器组设计及性能优化

工程科学与技术，国际期刊19（2016）147全长文章用于软件无线电Shaeen Kalathil*，Elizabeth Elias印度喀拉拉邦卡利卡特国家技术学院电子和通信系A R T I C L E I N F OA B S不 R 一C T文章历史记录：收到日期：2015年4月13日收到日期：2015年2015年6月30日接受2015年8月19日在线发布保留字：余弦调制非均匀滤波器组频率响应掩蔽法规范符号数表示元启发式算法软件定义的无线电收发器即将到来的软件定义无线电需要滤波器组，其以低实现复杂度有效地满足严格的规范 余弦调制滤波器组（CMFB）具有简单、高效的设计方法。不同的无线标准具有不同的信道间隔或带宽，因此需要子带的非均匀分解。通过合并均匀CMFB的相邻信道，可以简单有效地从均匀CMFB获得非均匀CMFB使用频率响应掩蔽（FRM）滤波器作为原型滤波器可以实现具有低复杂度的非常窄的过渡宽度滤波器。滤波器组的无乘法器实现进一步降低了复杂性，其中通过使用正则有符号数字（CSD）表示来表示滤波器系数，然后使用合适的修改后的元启发式算法进行优化，从而实现最少数量的有符号二次幂（SPT）项。本文采用混合元启发式算法混合算法结合了两种元启发式算法的优点，在降低实现复杂度的同时提高了性能。高频率选择性滤波器组的特点是小通带纹波，窄过渡宽度和高阻带衰减与非均匀分解的子带，可以设计与最小的实现复杂性，使用这种方法。利用所提出的方法，可以设计用于SDR实现的数字信道器在本文中，非均匀CMFB设计的各种现有的无线标准。© 2015 ， Karabuk University. Elsevier B. V. 制 作 和 托 管 这 是 CC BY-NC-ND 许 可 证 下 的 开 放 获 取 文 章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。1. 介绍数字滤波器组主要用于不同的应用，例如语音、图像、视频和音频数据的压缩、多路复用器、多载波调制器、自适应和生物信号处理[1]。滤波器组将给定信号的频谱分解为不同的子带，每个子带与特定的频率间隔相关联。滤波器组的大多数应用要求具有良好的频率响应特性，同时降低实现复杂性。单个滤波器的频率选择性是由于通带纹波小、阻带衰减高和过渡宽度窄。如果规格非常严格或需要良好的频率选择滤波器，则传统FIR滤波器的复杂度将非常高，因为FIR滤波器的阶数频率响应掩蔽（FRM）是设计窄过渡宽度FIR滤波器的一种经济有效的方法[2]。即将到来的软件* 通讯作者。联系电话：+91 9447100244，传真：+91 4952287250。电子邮件地址：shaeen_k@yahoo.com（S. Kalathil）。由Karabuk大学负责进行同行审查定义无线电（SDR）需要高效的数字信道选择器，它将从数字化宽带信号中选择各个信道。出色的频率选择性滤波器组具有出色的设计灵活性和较低的实现复杂度，在SDR扩频器中备受青睐。因此，本文提出的滤波器组是数字信道化器的一个优秀选择SDR中的数字信道化器从数字化宽带信号中选择各个信道。为了提取等带宽信号，有效地使用多相DFT滤波器组[3]。但是，当各个子带来自不同的通信标准时，统一滤波器组将不是可行的选择。提出了不同的非均匀滤波器组，使用树结构滤波器组、多级滤波器组、可变带宽滤波器组，并在非均匀CMFB中使用FIR原型[4无线通信标准的严格规范要求滤波器组具有窄的过渡宽度和最低的实现复杂性。在完美重构（PR）滤波器组中，输出将是输入的加权延迟副本。在接近完美重构（NPR）滤波器组的情况下，允许可容忍的混叠和幅度失真误差量。余弦调制滤波器组是不同M通道中的一种流行类别http://dx.doi.org/10.1016/j.jestch.2015.06.0032215-0986/© 2015，Karabuk University.由Elsevier B. V.制作和托管。这是CC BY-NC-ND许可证下的开放获取文章（http：creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。出版社：Karabuk University，PressUnit ISSN （印刷版）：1302-0056 ISSN（在线）：2215-0986 ISSN（电子邮件）：1308-2043主 办可 在 www.sciencedirect.com上 在 线ScienceDirect可在ScienceDirect上获得目录列表工程科学与技术国际期刊杂志主页：http://www.elsevier.com/locate/jestch148S. Kalathil，E. Elias/ Engineering Science and Technology，an International Journal 19（2016）147M k最大抽取滤波器组[1]。与相应的PR CMFB相比，NPR CMFB的设计更尽管存在少量混叠和幅度失真误差，但由于设计简单，这些滤波器组广泛用于不同的应用[1]。此外，PR CMFB很难获得高阻带衰减。因此，作为一种折衷，NPR结构在那些可以容忍一定量的混叠的应用中可以是优选的。NPR CMFB具有窄的过渡宽度、良好的阻带衰减和小的通带纹波，其幅度失真和混叠失真误差很小，与PR CMFB相当。在均匀滤波器组中，频谱被分解为相等的频带。在许多应用中，子带的非均匀分解是优选的。输入信号被分解为具有不同带宽的信号。非均匀滤波器组的简单有效设计是通过原型滤波器的余弦调制，然后合并所得均匀滤波器组的适当滤波器[8]。非均匀CMFB设计是从均匀CMFB导出的。因此，在非均匀CMFB中保留了均匀CMFB的吸引人的特性。这是一种简单有效的设计方法。需要单独设计和优化原型过滤器。所有其他具有不同带宽的分析和综合滤波器都是通过合并统一滤波器组的适当滤波器从该滤波器中获得的。参考文献8中使用非线性优化设计了原型滤波器。参考文献9中给出了一种改进的方法，其中原型滤波器采用线性搜索技术设计。参考文献10中给出了使用不同FIR滤波器原型滤波器设计技术（如窗口法、加权Chebyshev方法和加权约束最小二乘法）的非均匀CMFB的无乘法器设计。采用FRM原型滤波器的NPR均匀CMFB设计已在由Furtado等人在参考文献11和12中提出。该设计涉及非线性优化，其主要目的是减少优化变量的数量。这是因为与传统FIR滤波器相比，FRM原型滤波器包含的不同系数数量较少。Rosenbaum等人提出了使用不同类型原型过滤器的[13]，其中原型滤波器是具有减小的总延迟的非线性相位滤波器。他们的主要目的是通过用单个正弦调制块代替两个余弦调制块来该设计还涉及非线性优化。参考文献14中提出了一种使用改进的元启发式算法的无乘法器的具有尖锐过渡带的NPR均匀CMFB设计。乘法器是在硬件中实现数字滤波器的最昂贵的组件。滤波器中的乘法器可以使用移位器和加法器实现，如果系数由2的有符号幂（SPT）项表示。规范符号数位（CSD）表示是SPT表示的一个特定子集[15]。它包含最小数量的SPT项，并且相邻数字永远不会都是非零。因此，使用移位器/加法器的乘法器的高效实现是可能的[15]。但CSD代表性的系数可能会导致恶化的Fig. 1. M通道最大抽取滤波器组。(CSD)表示. 滤波器组在最小SPT空间中的有限精度性能 与连续系数的情况相比。为了改善滤波器的频率响应特性，需要在离散域中进行优化。传统的基于梯度的方法不能在这里部署，因为搜索空间是离散的。元启发式算法是此类问题的适当选择，据报道[17]通过适当调整参数可以得到全局解。混合元启发式算法综合了两种算法的优点，在减少加法器数目的同时进一步提高了性能。以FRM滤波器为原型滤波器，采用改进的元启发式算法，以CSD形式合成系数，实现NPR非均匀CMFB的无乘法器设计本文提出的滤波器组是SDR中数字信道化器的一种合适选择论文的其余部分组织如下：第二节介绍了NPR CMFB。第三节简要介绍了非均匀NPR CMFB的设计。第4节简要介绍了频率响应掩蔽方法。第5节介绍了连续系数CMFB的设计。文中还给出了不同的设计实例，并与传统FIR滤波器进行了比较。第6节概述了使用各种改进的Meta启发式算法的CSD系数滤波器组的设计和优化。第7节探讨了拟议的滤波器组作为SDR中高效信道化器的适用性，并简要回顾了现有的数字信道化器。第8给出了结果分析，第9给出了结论。2. 余弦调制均匀滤波器组M通道最大抽取均匀CMFB的结构如图所示。1.一、输入信号被分解成具有相等带宽的子带信号。一组M个分析滤波器Hk（z），0 ≤ k ≤ M − 1将输入信号分解为M个子带，然后由M个下采样器抽取。一组合成滤波器Fk（z），0 ≤k ≤M − 1在每个通道上以因子M插值后组合M个子带信号。重构输出Y（z）由等式（1）[1]给出。M-1过滤器性能。因此，必须部署适当的优化技术来提高性能。T0zzTj2lMl1（一）本文给出了一种无乘法器的非线性比例变换非均匀共模滤波器的设计方法，其中滤波器原型采用FRM法设计。连续系数设计其中T0（z）是失真传递函数，T1（z）是混叠传递函数。FRM原型滤波器不需要任何非线性优化。迭代调整边缘频率以满足参考文献16中给出的3 dB条件。FRM原型过滤器中的次级过滤器采用加权切比雪夫近似法设计Tz1M1Fzk01个月（二）mation。设计了一种实现复杂度较低的非均匀分解高频率选择性滤波器组.该系数用标准符号数TFk1，2 M1（三）MS. Kalathil，E. Elias/ Engineering Science and Technology，an International Journal 19（2016）147149图三. 频率响应掩蔽滤波器的实现结构。1 1M 1（七）图二. 余弦调制非均匀滤波器组。k0k非均匀带是通过合并相邻振幅失真误差由下式给出：分析和合成过滤器。 考虑通过合并li个相邻分析滤波器获得的分析滤波器H i z。E e（四）nili1胡茨贝格0i你好，葛尼i，1，M1（八）对于NPR CMFB的设计，首先设计了一个具有良好阻带衰减和可调幅度失真函数的线性相位FIR滤波器。所有的分析和合成滤波器都是通过余弦调制从这个原型滤波器产生的。所有的证据都是真的。分析和合成的系数[1]式（5）和式（6）分别给出了thesis滤波器。p0（n）在这里，ni是上频带边缘频率（n0<n1n2 <$n）。 .阮梅并将相邻通道的数量进行组合。 以类似的方式获得合成填料。Fz1nili是原型滤波器的脉冲响应系数，滤波器阶数为N。我的天我 你好，葛尼i，1，M1（九）hn2 p ncosk0.5nN1k（五）相应的抽取因子M i由M M给出。Li联系我们24别名消除要满足的条件是li和ni被选择为使得 是l i 的 整数倍，对于所有2n0.5Nki0，1，，M1[8].k024k，1，2 M1n，1，21（六）4. 频率响应掩蔽法在常规FIR滤波器中，随着过渡宽度减小，使用不同的目标函数和不同的FIR滤波器近似值，可以使用不同的技术来设计NPR CMFB的原型滤波器[18]。由于原型滤波器经过余弦调制以获得分析和合成滤波器，因此滤波器组设计简化为原型滤波器的设计滤波器阶数增加，从而增加了实现的复杂性。有几个公式可用于确定线性相位FIR滤波器的阶数。在一种方法中，滤波器的长度N可以使用Bellanger方程[20]来估计如果原型滤波器具有线性相位响应，则整个滤波器组将具有线性相位响应。相邻通道混叠消除是滤波器组设计中固有的保持-N2log1013个月f（十）ing是非相邻信道之间的混叠。具有窄过渡宽度和良好阻带衰减的原型滤波器降低了非相邻信道之间的混叠[19]。该类型滤波器的3 dB截止频 率 应 为1 dB ，3dB，[16]。这2M条件将减少在过渡频率k 1，k0，1，k附近的幅度失真。 . [1].M3. 余弦调制非均匀滤波器组非均匀滤波器组将输入信号分解为具有单一带宽的子带。 M通道余弦调制非均匀滤波器组的结构如图2所示。一组如果M个采样器是H采样器，则0采样器M采样器1将输入信号解码到M个子带中。 一种用于合成滤波器的方法是将M个子带信号组合在一起。 抽取比在所有子带中是不相等的。在本文中，M形通道的非均匀设计通过合并适当的信道从M信道均匀CMFB获得[8]。对于最大抽取滤波器组，抽取因子应满足以下条件。其中δ1和δ2分别为峰值通带和阻带纹波幅度，Δ f为归一化过渡宽度。的在参考文献11中给出的更高复杂度的余弦调制多路转换器具有32767的滤波器阶数。当应用需要高频率选择性滤波器时，过渡宽度将非常窄，这将导致高阶滤波器。Y. C. Lim[2]介绍了使用FRM方法设计具有非常窄过渡宽度的FIR滤波器的成本有效方法。在FRM技术中，次级过滤器中的大多数系数本质上是稀疏这导致非常低的硬件实现复杂性。FRM滤波器的基本实现结构如图所示。 3[2]。Fa（z）是带边整形滤波器。互补带-边缘滤波器Fc（z）可以通过将F a（z）的输出从它的输入中的一个非线性微分方程中减去来容易地实现。N是长度Fa（z）的滤波器。基本概念是，插值因子L使过渡带减小因子L。内插带边整形滤波器及其互补滤波器共同产生具有窄过渡带的任意通带。不需要的通带通过级联连接去除。两 掩蔽 过滤器F z和F  z与 Fa（z） Fc（z）L150S. Kalathil，E. Elias/ Engineering Science and Technology，an International Journal 19（2016）1472米长2米长2 m表1用FRM和FIR方法设计原型滤波器的性能比较最小SB衰减最大PB纹波（dB）最大安瓿失真总数个不同科埃·阿森特直接法（FIR）60 dB2.41032.41035130FRM方法61.7分贝10.91033.9103Fa183F马166FMC163分别假设H（z）是FRM滤波器的期望总传递函数。H F zL Fma F zL Fz（11）情况A和情况B设计的设计方程如下所示[2]。假设ωp和ωs分别是原型滤波器所需的通带和阻带边缘频率，L是输入信号。插值因子插值因子L与通道数M相关，分别由情况A和情况B设计的4m1M和4mM给出[13]。这里m是一个整数，其值应该小于L。Mp，Ma和Ms，Ma分别为掩蔽滤波器的通带边缘和阻带边缘频率Mcp，Mc和，Mc分别为互补掩蔽滤波器的通带边缘和阻带边缘频率。对于案例A设计，通带边缘频率[21]、截止频率[22]或同时具有固定过渡宽度的两个边缘频率可以小步长迭代调整，以在给定公差值内满足条件（25）5.1. 设计规格（8通道CMFB）通道数：8截止频率：0.0625π过渡宽度：0. 0016π阻带衰减：62 dB采用FRM 方法设计了均匀CMFB的原型滤波器。使用ParksMcClellan算法[27]设计FRM过滤器的子过滤器。对于8通道CMFB的规格，原型滤波器也被设计为传统的FIR滤波器。pL2m马塞普 2.2米长2mL长p， Mc对于情况B设计，2000米长M.A. L麦考普L（12）宽12米长(13)马塞洛，马塞洛L（14）马尔斯，Mc马尔斯L(18)200米长的长柄双头螺旋桨(19)马塞洛，Ma200米L（20）马尔斯，麦克阿瑟L（十五）（十六）（十七）（二十一）（二十二）（二十三）从表1可以清楚地看出，对于窄过渡宽度滤波器，传统FIR滤波器的阶数FRM原型滤波器的不同系数的总数与传统FIR滤波器非常不一致。FRM滤波器的系数可以很容易地量化为两项的有符号幂[2]。FRM滤波器的优化变量数量更少，从而缩短了设计时间。5.2.性能分析5. 连续系数非均匀CMFB的FRM设计参考文献1中提出了使用线性搜索技术的加权切比雪夫近似法的原型滤波器设计21. 参考文献16和22中提出了使用不同类型窗口和不同目标函数的余弦调制滤波器组的原型滤波器。参考文献23提出了使用WCLS近似的原型滤波器设计。在本文中，原型过滤器的CMFB设计使用FRM方法。使用FRM方法的具有锐过渡带的线性相位FIR滤波器的初始设计涉及线性规划方法来设计不同的子滤波器[2，24]。参考文献25和26中提出的设计方法涉及非线性优化。参考文献27中提出了使用极大极小或加权切比雪夫近似合成的FRM子滤波器。通过迭代调整通带和阻带边缘频率，固定过渡宽度以满足3 dB条件[16]。为了消除幅度失真，原型滤波器P0（z）满足的条件如下所示：[16]初步设计了8通道、16通道和32通道FRM滤波器的均匀CMFB样机。均匀8通道滤波器组的频率响应曲线如图所示。图4显示了前两个通道的放大图，如图5所示。通过适当地合并不同的通道，获得非均匀的5通道滤波器组。合并的通道是通道1和2、3和4、7和8（2，2，1，1，2），得到抽取因子（4，4，8，8，4）。类似地，从16通道均匀CMFB，具有抽取因子（4，8，8，4，16，16，8）的七通道滤波器组和从16通道均匀CMFB，具有抽取因子的七通道滤波器组20X X'0−20−40−60j2 2e2001年， 为0美元（二十四）−8000M从上面的关系可以看出，−1000 0.2 0.4 0.6 0.8 1LS. Kalathil，E. Elias/ Engineering Science and Technology，an International Journal 19（2016）147151j/P002M0.707（二十五）见图4。均匀8通道滤波器组的频率响应。152S. Kalathil，E. Elias/ Engineering Science and Technology，an International Journal 19（2016）147通道1通道2200.020−20−400.010−60−800.05 0.1 0.15 0.2 0.25−0.01−0.0200.20.4中文（简体）0.60.8 1图五. 前两个通道（X-X′）的放大图。见图7。 振幅失真函数图（4，4，8，8，4）。（8，16，16，8，8，4，32，32，16，8）也被设计。可以从8通道均匀CMFB获得的不同的其它非均匀组合具有抽取因子（2，4，8，8）、（8，8，4，2）、（4，4，2）、（4，4，8）、（4，4，2）、（4，4，4，4）、（4，4，4，4，4）、（4，4，4，4，4，4，4）、（4，4，4，4，4，4，4，4）、（4，4，4，4，4，4，4，4，4（2，4，4），（8，8，4，4，4），（4，4，4，8，8）和（8，8，4，4，8，8）。无论何时，通过满足约束条件合并通道，结果将是具有等效滤波器的单个通道。非均匀通道将具有与原型过滤器相同的系数，并且过渡宽度也与原型过滤器相同。 原型过滤器。非均匀滤波器组中的通道总数总是小于初始均匀通道滤波器组的通道总数。从8通道CMFB获得的5通道CMFB（4，4，8，8，4）的分析滤波器响应和幅度失真图如图所示。分别为6和7。分析滤波器的响应和从16通道均匀CMFB获得的7通道（4、8、8、4、16、16、8）非均匀CMFB的幅度失真图如图11和12所示。分别为8和9。从32通道均匀CMFB获得的10通道（8，16，16，8，8，4，32，32，16，8）非均匀CMFB的分析滤波器响应和幅度失真图如图11和12所示。分别为10和11。6. 非均匀CMFB的无乘法器设计如果滤波器中的系数使用SPT术语表示，对应的CSD等价物具有唯一的SPT表示。CSD是数字集{1，0，−1}内的基数2表示。CSD有一个规范属性，即非零数字（1和−1）永远不会相邻。非零数字的数量将是最小的。因此，实现所需的加法器和移位器的数量最少8通道非均匀CMFB的滤波器系数被转换为具有有限数量的SPT项的有限字长CSD下面的例子演示了如何用较少的加法器有效地实现CSD滤波器系数假设200−20−40−60−80−100乘法器可以使用移位器和加法器来实现[28]。CSD包含最少数量的SPT项，并导致移位器和加法器的数量减少[28]。对于任何十进制数，0 0.20.40.6 0.8 1中文（简体）见图8。分析滤波器的频率响应（4，8，8，4，16，16，8）。200−200.030.020.01−40−60−80−10000.20.4中文（简体）0.60.8 10−0.01−0.02−0.0300.20.4S. Kalathil，E. Elias/ Engineering Science and Technology，an International Journal 19（2016）147153中文（简体）0.60.8 1见图6。分析滤波器的频率响应（4，4，8，8，4）。见图9。振幅 失真函数图（4，8，8，4，16，16，8）。154S. Kalathil，E. Elias/ Engineering Science and Technology，an International Journal 19（2016）147200−20−40表2一个典型的查找表条目。指数CSD当量十进位等值非零数8814212 52 72 102 122 14100010100-10-1010.53796−60−80−10000.20.40.6中文（简体）0.8 16.1. CSD空间使用查找表方法将滤波器系数快速转换为具有预定数量的非零项的相应CSD等效值[28]。16位CSD转换的典型查找表条目如表2所示。查找表由四个字段组成：索引，CSD等效值，对应的小数和CSD等效值中存在的非零数见图10。分析滤波器的频率响应（8，16，16，8，8，4，32，32，16，8）。滤 波 器 系 数 h1 的 值 为 0.4688 。 这 可 以 用 SPT 术 语 表 示 为22242，CSD形式的相同系数表示为12。图12a中示出了使用SPT形式实现该系数的乘法器，并使用CSD表示如图12b所示。可以观察到，CSD系数仅需要一个加法器，而直接表示需要3个加法器。符号0.04使用查找表，可以将系数转换为最小SPT空间中具有指定数量的非零项6.2.性能比较使用查找表[28]将滤波器系数转换为有限精度CSD。CMFB在不同字长下的性能见表3。12位CSD表示给出了最低的实现复杂性最差的性能。16位CSD表示给出了最好的性能和最差的实现复杂度。因此，作为滤波器性能和实现复杂性之间的比较，选择14位CSD表示是很好的6.3. 目标函数公式化无乘法器CMFB的优化目标是减少以下目标函数。0.020−0.02−0.04F1最大值为0，ej为1，F2最大值P0最大值2MF3最大值为0，g为0， g为，g为 0，g为0，最小值1F123F3（二十六）（二十七）（二十八）（二十九）0 0.2 0.4 0.6 0.8 1中文（简体）图十一岁 振幅失真函数图（8，16，16，8，8，4，32，32，16，8）。图12. 使用加法器和移位器实现的滤波器系数。设计问题被表述为多目标优化问题。（26）中给出的目标函数使总振幅失真最小化，（27）中给出的目标函数使滤波器阻带中的最大误差最小化，（28）中给出的目标函数是使用惩罚方法添加到目标函数中的约束，该方法减少了非零项的数量[29]。这里g（x）表示非零项的平均数，gb是所需的上限。g b的值选择为2.7。当量公式（29）结合了三个目标函数，其中α1、α2和α3是权衡参数，它们定义了最终目标函数中每个项的相对重要性。常数α1、α2和α3是通过试验选择的，表3CSD系数CMFB在不同字长下的性能比较12位CSD14位CSD16位CSD最小SB收件人48.058.1260.95最大PB波纹2.2年2月1.041021.15102最大风机放大器Dist.1.081023.91033.95103由SPT项250416570S. Kalathil，E. Elias/ Engineering Science and Technology，an International Journal 19（2016）147155图十三. 混合元启发式算法流程图。误差法优化算法在以下情况下终止：F1和F2达到规定极限。6.4. 用改进的元启发式算法本文中使用的不同改进的Meta启发式算法是人工蜂群（ABC）算法、引力搜索算法（GSA）和和声搜索算法（HSA）。ABC算法由Manoj和Elias在参考文献29中修改，HSA和GSA算法分别由Manuel和Elias在参考文献30和Manuel等人在参考文献31中修改。元启发式算法的优点是目标函数不需要是可微的和连续的[32]。6.5. 基于ABC算法的CMFB优化ABC算法是D.Karaboga和B.巴斯图尔克[33]。雇佣蜂、旁观蜂和侦察蜂构成蜜蜂的人工群体。问题的可能解决方案是代表作为食物来源和相应的适合性是花蜜的量的表4混合GSA-HSA算法的参数INV MNIα1α 2α 350 500 14 0.1156S. Kalathil，E. Elias/ Engineering Science and Technology，an International Journal 19（2016）147图14. 通用宽带接收机[3]。食物来源一只被雇用的蜜蜂是那些去拜访食物来源的蜜蜂。被雇用的蜜蜂在它们记忆中的食物源附近选择一个食物源新的解向量与现有向量相邻形成。旁观者蜜蜂是在舞蹈区等待决定选择食物来源的蜜蜂。旁观的蜜蜂接受被雇佣的蜜蜂提供的关于适应性函数的信息。旁观蜜蜂根据适应度函数选择食物源因此，具有高拟合值的食物源将获得更多的围观者。 如果食物来源的花蜜质量在一定数量的迭代（称为极限循环）后没有得到改善，它就会被放弃。与被遗弃的食物源相关联的被雇用的蜜蜂成为侦察兵。侦察蜂随机寻找食物来源。当阻带衰减和振幅失真函数的误差达到规定的极限或达到给定的迭代次数时，终止。6.6. 基于HSA算法的CMFB优化受音乐即兴创作方案的启发，和声搜索算法（HSA）由Z.W.数学问题的最优化。通过调整音高，音乐家寻找更好的记忆状态。决策变量表示为音乐家，解决方案表示为谐波。美学等于拟合函数，音高范围表示优化变量的值的范围。图15. 宽带信道化器的拟议滤波器组视图。表5非均匀CMFB的性能参数（4，4，8，8，4）。初始化和声存储器（HM），其中解变量类似于不同的音符。音乐家为了获得更好的美学效果而改进和声类似地，和声搜索算法探索搜索空间以找到具有良好拟合值的候选解。在该算法中，新的解由以下三个规则形成[30]。1. 记忆考量：从和声记忆中选取任意一个值2. 音高调整：从和声记忆中提取相邻值。3. 随机选择：从可能的范围中选择一个随机值。评估新的和谐向量的拟合函数，如果发现它更好，则用新向量替换最差的和谐向量。当阻带衰减和振幅失真函数中的误差达到规定的极限时，或者当达到给定的迭代次数时，6.7. 基于GSA算法的CMFB优化GSA是Rashedi在2009年提出的一种基于种群的启发式算法[34]。GSA基于牛顿的重力和运动定律[34]。[31]中提出了一种用于设计2D锐化宽带滤波器的改进GSA算法。在GSA中，溶液表示为质量。物质或媒介由CSD编码的滤波器系数形成。质量的位置、惯性质量、主动引力质量和被动引力质量构成了每种质量的四种规格。质量的位置等价于解，相应的引力质量和惯性质量通过重力相互吸引，质量将被最重的质量吸引，这给出了最佳解。质量的位置在每次迭代中更新终止达到，当阻带衰减和振幅失真函数的误差达到规定的限制或当给定的迭代次数达到。6.8. 混合GSA-HSA算法优化CMFB混合元启发式算法结合了不同算法的质量，以防止过早收敛到次优解[35]。一般混合算法中涉及的步骤如图1中的流程图所示。13岁本文将GSA算法和HSA算法相结合，形成混合优化算法。在这种技术中，HSA和GSA并行运行，并且算法以规则的间隔耦合。不同参数的初始化如表4所示。最大 PB纹波a最小SB收件人b最大风机放大器Dist. C由SPT项连续系数1.0910261.73.9103CSD圆形（4个SPT）102574.2年3月395最大精密度（7个SPT）1.0410258.123.9103416GA102573.98103395ABC0.9910258.53.7万 10万3400GSA0.9010258.553.4103392HSA0.9710258.153.5万 10万3399混合GSA-HSA1.02102582.9103383一 最大通带纹波（dB）。B 最小阻带衰减（dB）。C振幅失真。S. Kalathil，E. Elias/ Engineering Science and Technology，an International Journal 19（2016）1471570.020.010−0.01−0.020.01 0.02 0.03 0.04 0.050.06CSD舍入ABC算法0.08 0.09 0.1归一化频率（Hz/Hz）图16. ABC优化的非均匀CMFB的放大幅度失真图（4，4，8，8，4）。6.8.1.初始化初始解向量被随机扰动以获得HSA和GSA的初始种群集。最大迭代次数MNI、控制参数INV和混合算法算法初始化。为了得到一个扩展的搜索空间，初始解的数目取为总种群大小的整数倍。对每个解向量评估拟合函数，并将一组最佳解传递到下一阶段。0.020.010−0.01−0.020.01 0.02 0.03 0.04 0.050.06CSD舍入HSA算法0.08 0.09 0.1归一化频率（Hz/Hz）图17. HSA优化的非均匀CMFB的放大幅度失真图（4，4，8，8，4）。0.020.010−0.01−0.020.01 0.02 0.03 0.04 0.050.06CSD舍入混合GSA-HSA遗传算法0.08 0.09 0.1归一化频率（Hz/Hz）图18. GSA优化的非均匀CMFB的放大幅度失真图（4，4，8，8，4）。幅度（dB）幅度（dB）幅度（dB）158S. Kalathil，E. Elias/ Engineering Science and Technology，an International Journal 19（2016）1470.020.010−0.01−0.020.01 0.02 0.03 0.04 0.050.06CSD舍入GSA算法0.08 0.09 0.1归一化频率（Hz/Hz）图19. 混合GSA-HSA优化的非均匀CMFB的放大幅度失真图。6.8.2.检查混合条件如果两个算法的总体在之前的INV迭代次数中没有组合，则转到步骤3。否则请转到步骤6。6.8.3.分组对GSA和HSA算法的群体进行6.8.4.分裂从组中随机选择一组不同的滤波器以形成HSA算法的群体。组中剩余的滤波器用于形成GSA算法的群体6.8.5.更新人口使用相应算法的更新过程来更新HSA和GSA算法的群体6.8.6.更新最佳解决方案如果两种算法的当前种群中的最优解优于混合算法迄今为止得到的最优解，则用当前种群中的最优解替换最优解。6.8.7.终止当迭代的总数达到MNI中指定的数量如果没有，则重复第6.8.2至6.8.6节中所述的当算法结束时，取内存中的最优解作为最优解。7. 建议的滤波器组作为软件定义无线电图图14显示了用于软件定义无线电的通用宽带接收机。宽带混频器将射频信号的频率转换为中频信号。该宽带信号由ADC数字化ADC之后的数字信道化器信道化器是一组带通滤波器，带通滤波器的输出在抽取后被馈送到基带处理器。数字滤波器组是常用的数字信道化器硬件复杂度下面简要回顾了文献中可用的数字信道器数字下变频器芯片用于单独提取不同的通道。信道化器中的每个滤波器都是单独设计的，因此当接收到的信道数量增加时，复杂性会增加[3，36]。参考文献6中提出了使用可变带宽滤波器的数字下变频器，它具有一个固定FIR滤波器和两个任意采样率转换器。多相DFT滤波器组是一种高效的信道化器，与数字下变频器相比，其计算复杂度更低[37，38]。当接收信道具有均匀带宽并且对于更多数量的接收信道，多相DFT滤波器组是一个很好的选择。参考文献3中给出了使用新DFT滤波器组的开放滤波器组信道化器。对于均匀带宽信道化器，Goertzel al-出租滤波器组在参考文献39中提出。对于具有不等带宽滤波器的信道，在参考文献5中提出了树结构滤波器组。树结构滤波器组具有某些限制，例如受限的非均匀带宽和高信号延迟。在参考文献4中，提出了使用完美重构指数调制滤波器组的非均匀带宽均衡器。分析部分的输出在合成部分中相加，以得到非均匀通道。但是合成部分的输出将总是分析部分的带宽的整数倍。参考文献7中提出的信道化器设计了一个均匀的CMFB，通过适当合并均匀滤波器组的相邻信道来获得非均匀滤波器组。参考文献36提出了基于频率响应掩蔽和系数抽取滤波器的滤波器。在系数抽取滤波器方法中，首先设计一个FIR滤波器，通过用不同的系数抽取系数，得到不同的多频带信道。通过使用需要单独设计的掩蔽滤波器来获得所需的频带。使用频率响应掩蔽的非均匀滤波器也需要设计原型滤波器和不同的掩蔽滤波器。图15示出了用于在SDR中高效实现数字信道化器的所提出的非均匀滤波器组表6硬件复杂性比较（根据所需的LUT数量）。[3]。无线通信规范高度赞赏具有窄过渡带的滤波器。但对于FIR滤波器，连续系数最大精密度（7个SPT术语）混合GSA-HSA幅度（dB）宽度导致高阶。FRM方法是一种节省成本的方法乘数数25800设计窄过渡滤波器，其中大多数系数是稀疏的。无乘法器的实现进一步减少了加法器数量所需50925,48692574008927136S. Kalathil，E. Elias/ Engineering Science and Technology，an International Journal 19（2016）147159表7全球通用的无线技术。服务技术上市年份信道间隔（MHz）1G蜂窝AMPS19830.032G蜂窝GSM19910.23G蜂窝CDMA2000 1xEV-DO20021.25Rev.A3G蜂窝CDMA2000 1xEV-DO20103.75,5,7.5,10,版本B11.5,15,18.753G蜂窝WCDMA FDD20015,103.5G移动通信HSDPA200754G MBWAi突发HC-SDMA20050.625固定WiMAXIEEE802.16d20041.75,3.5,7,204G蜂窝LTE20091.4,3,5,10,15,20数字无线电民建联19951.715数字电视20078数字有线电视6个域网IEEE 802.15.4a（Zigbee）20032,5个域网蚂蚁20061个域网IEEE 802.15.120021（蓝牙）需要单独设计和优化原型过滤器。所有其他非均匀频带通过适当合并均匀滤波器组的相邻子频带在信道化成相应的子带之后，子带可以被移动到基带并且完成基带处理。当信号带宽和频带位置预先给定时，建议的信道化器是合适的建议的过滤器组的优点列示如下。• 采用FRM滤波器实现了具有很低实现复杂度的窄过渡滤波器• 只需要设计原型滤波器，所有其他滤波器均通过余弦调制从该滤波器获得• 使用各种改进的元启发式算法的无乘法器实现降低了实现复杂度。• 用于配置具有不同带宽的不同通信标准的配置器8. 结果和讨论所有的仿真都是使用双核AMD Opteron处理器