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X波段任意极化高功率微波天线的设计与研究
工程科学与技术,国际期刊23(2020)585完整文章用于高功率微波应用的Sahar Abdi Tazehabadi,Shahrokh Jam电子与电气工程系,设拉子科技大学,设拉子71555-313,伊朗阿提奇莱因福奥文章历史记录:收到2019年2019年8月17日修订2019年8月24日接受在线预订2019年保留字:高功率微波高功率天线方位对称模功率容量反射阵列天线A B S T R A C T提出并研究了一种X波段任意极化(椭圆极化)的高功率微波天线。所提出的天线是建立在一个反射阵列组成的印刷元件和激励的微波能量在方位角对称模式。设计过程开始于计算到达反射阵列孔径上任意点的光线之间的相位差。该相位差然后由反射阵列元件补偿以实现方位对称模式的方向辐射。该方法利用金属丝栅内的方形金属环作为相移元件,通过改变方形金属环的内部尺寸来实现反射阵列孔径范围内的相位变化。制作了一个天线原型来验证所提出的方法。对天线的辐射特性进行了测量,仿真结果与测量结果吻合较好。测量结果表明,该系统的增益和轴比在10 GHz时,分别为21.66 dB和1.4 dB。全波模拟证明该天线的功率处理能力超过1兆瓦。该天线具有结构简单、体积小、增益高等优点,在高功率微波应用中具有重要的应用价值和高功率能力。©2019 Karabuk University. Elsevier B.V.的出版服务。这是CCBY-NC-ND许可证(http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/)。1. 介绍在高功率微波(HPM)应用的天线的开发中,必须解决两个重要的挑战首先,诸如虚阴极振荡器(VCO)、返波振荡器(BWO)和磁绝缘线振荡器(MILO)的常见HPM源通常发射TM01圆波导模式或TEM同轴模式作为其输出模式[1]。这种方位角对称模式的直接辐射导致辐射图案具有波场零点,这对于许多HPM应用是因此,方位对称模式的定向辐射是高功率微波天线设计的一个重要其次,对于在高水平电磁能量下工作的天线结构,功率处理能力是主要关注点[2]。为了满足这些要求,已经开发了各种技术和天线设计。一种常见的技术是基于从这些不期望的模式到矩形TE10或圆形TE11模式*通讯作者。电子邮件地址:Jam@sutech.ac.ir(新加坡)Jam)。由Karabuk大学负责进行同行审查使用模式转换器[3,4]。不幸的是,这些结构通常是有损耗的,这增加了系统的重量和长度Valsov天线[5]是具有方位角对称模式的定向辐射能力的第一天线设计之一然而,该天线的低增益离频峰值的方向作为频率的函数而改变。还介绍了一种称为同轴波束旋转天线(COBRA)的天线配置[6]。在COBRA天线中,抛物面反射器的表面轮廓被分成N个扇区,通过在这些扇区上增加规定厚度的台阶,获得反射器孔径面的同相照明。该天线具有从方位对称的入射场辐射椭圆极化波的能力,但是所提出的结构设计相当复杂并且难以制造。由插入径向波导上板的探针馈电的短螺旋天线元件阵列是另一种已建立的设计,用于形成具有高效率和显著功率处理能力的紧凑天线结构[2,7,8]。然而,这些天线的可用增益是有限的,由于有限的耦合能力的探头。反射阵列天线[9https://doi.org/10.1016/j.jestch.2019.08.0042215-0986/©2019 Karabuk University.出版社:Elsevier B.V.这是一篇基于CC BY-NC-ND许可证的开放获取文章(http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/)。可在ScienceDirect上获得目录列表工程科学与技术国际期刊杂志主页:www.elsevier.com/locate/jestch586S. Abdi Tazehabadi,S.Jam/工程科学与技术,国际期刊23(2020)585-12号ðÞ进给;x=yq¼-Qp¼-P0pQx=y0yx=yx=y2prhxy反射阵列元件的相位响应根据当被给定波前照射时天线的期望再辐射图案来在反射阵列孔径上独立调整元件相位的能力是一个突出的特征,可以用来设计用于成形波束应用的天线[21,22]。此外,由于天线阵列结构,照明馈电喇叭的高输入功率分布在大量反射阵列元件之间,这导致高水平的功率处理能力[11]。我们最近报道了一种用于HPM应用的介质反射阵列天线[23]。结果表明,利用反射阵列元件的相位调节能力,可以从方位对称能量中获得具有圆偏振的偏振峰在本文中,我们提出了一个全面的理论分析的反射阵列孔径性能的照射下,这样的方位对称的能量,并表明,上述想法可以推广到设计的HMP天线,可以直接驱动的方位对称照明的HPM源(TEM或TM01),并产生一个准直光束与任意极化(线或圆)在bohemic方向。此外,在我们以前的工作中报道的利用的单元电池是由穿孔基板组成的,能够承受高水平的电磁能量。然而,这种设计的高辐射介质材料使得天线相当昂贵。在本文中,我们利用印刷单元的反射阵列的设计,这大大降低了天线的制造成本,这是固有的更重要的是,采用这种方法,它证明了反射阵列天线的几何形状满足许多HPM系统的功率处理能力要求,并且存在于HPM源的输出区域中的强电场可以通过与反射阵列几何形状相关联的标度长度来适应,对于反射器天线[6]来说也是如此,而不管反射阵列单元本身的功率处理能力如何在下文中,我们首先在第2中描述所提出的HPM反射阵列的操作原理。在第3中,我们制定的问题,以确定所需的相移pro-file在反射阵列孔径,以实现定向辐射的方位对称能量。第四节通过设计工作在X波段的三个反射阵列孔径,并在波束方向上辐射具有线偏振和圆偏振的零光束和准直光束,证明了所提出的方法的可行性。在第5节中,我们提出了一个制造的原型样品的测量结果,并将它们与模拟进行比较。最后,给出了结论Fig. 1.由高功率微波源的环形图案照明的反射阵列孔径的视图。3.制定和分析在文献中已经报道了用于分析反射阵列的各种技术[24我们调用纯相位合成方法[25]来制定问题,因为它允许我们快速了解反射阵列孔径的功能基于上述方法,反射阵列天线的远区电场强度可以表示为[25]:!Eu;vjk0exp-jk0rfa^½cosuE~u;vsinuE~u;v]a^ucosh½-sinuE~x其中,k0是自由空间传播常数,u/sin h cos u和v/sin h sin u是方向余弦,并且h/sinh是观测点的球坐标。项E~x=y是复合项。在反射阵列孔径处辐射的光谱切向电场的分量,其可以近似为[25]:在第6。E~uvQPXX2Ep;qp;q馈送;x=yexpj2þQ px=y; 2015年Cx=y qF2x2y2ðWÞ ð Þ2. 天线工作原理考虑图1所示的几何形状,其中中心馈电反射阵列孔径被放置在XY平面上。模拟22哪里4p2。k0udx0. k0vdy高功率微波源,由TM01模式激发的圆形波导,被认为是反射阵列的馈送它将表明,在的情况的的常规反射阵列,不期望的f/k2uvsin2sin2W¼-kqF2x2y2/p;qk.UPDð3Þ每日一次反射阵列孔径将辐射出具有波瓣零点的环形图案。然而,对于方位对称的入射波前,到达反射阵列孔径上任意点的射线的相位作为方位角的函数而改变因此,光线在具有一定相位差的反射阵列孔径上的相同径向距离和不同空间位置的点处结束反射射线的孔径在下一节中讨论实现反射阵列孔径的同相照明的基本设计理论。式中,F为反射阵焦距,dx和dy为单元在x和y方向上的正交性,Cp,q为平面波垂直入射时无限阵列环境中第p,q单元的反射系数,下标x=y表示场分量。使用的假设是反射阵列元件在源的远场区域中[24]。在此假设下,(2)的其余项表示入射到第n个元件的电场,其中Ep;q-1XS. Abdi Tazehabadi,S.Jam/工程科学与技术,国际期刊23(2020)585587¼¼Q2Q-Qyp2QQ22×考虑到振幅衰减,q¼-Qp¼-Pq¼-Qp¼-P将这些值代入(1)中,可以观察到,在此p;qp;qx=y2- 1 2- 1二-1-两个-两个-两个-两个二-1þ ½ðþx=]þðþy=þ ½ðþx=]þðþy=PP~2-1-1个~2-1-.Σ½ðþÞX[英语泛读材料ÞyF22 p1 d22q1d2在第三节中,我们证明了方位对称模在反射阵列孔径上的定向辐射是理论上的。显示了饲料模式,项1qF2xypQ þ和P-1q2-k0FpQ=10002I2¼X2II和自由空间传播的相移。为了分析反射阵列在被方位对称能量照射时的性能,假设入射在反射阵列孔径上的电场分布作为径向距离的函数而变化,与方位对称能量无关。[10][11][12][13][14][15][16][17][18][19][1 这种场分布可以在圆柱坐标系中写成Eq <$a^q。在笛卡尔坐标系中入射电场的相关切向分量然后,dinates变成Eqco sua^x和Eqsi nua^y 。使用这些表达式并假设Cx=y1,这是一个合理的近似由于接地平面的存在[25],(2)的频谱分量对于bottom方向的情况(7)的频谱分量被推导为:E~x≤0;0≤f≤I1-I1-I1≤I1g≤0E~y≤0;0μg /LfI2 μg/LI2-I1-I2g/L将这些值代入(1)中,可以观察到,在这种情况下,如所期望的,在两个主平面(u0和u90)中,由反射阵列孔径再辐射束零点。现在,考虑将反射阵列的孔径分成两个上半平面和下半平面,并且如下校正由每个半平面的元件/mod;p;q<$p/p;q<$p<$n-10;forn< $1;2 <$10可以写成:x=yx=yPEx100;0000fXXEqp;qcosup;qqF2q2expanjW5这对应于从一个半平面到另一个半平面,由反射阵列元件引入的相移增加180Ω。将(10)代入(6)并重复计算,22-1P-1 埃格辛努河实现以下目标:E~x≤0;0≤f≤I1-I1≤I1-I1g≤0E~0 0X2X22p;q2Fp;q第二次世界大战实验jE~0 0fI I II4fIy;2015年q2ðWÞy;2019-01- 2200:00:00在传统的反射阵列设计中,引入的相移以这样的方式选择每个元件,从源相位中心到反射阵列前面的固定孔径平面的距离对于所有元件变成常数[24]:-k0qF2q2/p;q 2016年12月26日辐射具有一个峰值的线性垂直极化在这两个原则平面上。这意味着定向辐射通过与反射阵列孔径的相互作用来实现方位角对称能量。现在,假设反射阵列的孔径被分成四个等角的四分之一,注意,(6)的所需相移分布不取决于方位角u,仅取决于元件/mod;p;q¼/p;qpn-1;forn<$1;2;3;4 11在反射阵列孔径上将第(6)款代以第(5)款─x=yx=y2可以得到:这对应于相移引入的90μ m增加~2-1P 12Eqcosup;q从一个季度到另一个季度。将(11)代入(6)并重复计算,Ex0;0fPPpF2q2q¼-2p¼-2p;q实现:“QPQPQPQP数量七夕~fPPPPIEx 0;0 ffI1-jI1-I1-jI1g-2jfI1q<$0p <$0q<$0p<$4- 1q<$-1p<$-1q¼-1p¼0E~y=0;0f fI2jI2I2-jI2g2fI2E= 0;0¼f PP 12Eqp;qsinup;qPF2将这些值代入(1),可以观察到,这种情况下,反射阵列的远区辐射电场q¼-Q p¼-2“Q-1p;q-1-P-P-P-1#两个分量大小相等、相位正交的信号班这意味着准直光束的辐射© 2018-2019www.cnp.com.cn版权所有P2 P22孔通过反射阵列孔径具有圆偏振未来哪里q<$0p<$0q<$0p<$4 -1q<$-1p<$-1q¼-1p¼0在第二节中,利用这种方法设计了一个高功率微波反射阵天线。I E2pqð8Þ4. 设计与仿真2qII ¼Eqp;qq2理论上可能。在这一部分中,设计并研究了对应于N = 1,2和4的三个反射阵列孔径,以验证该建议。目标工作频率为10 GHz,X波段高功率微波应用。在所有的三个通过在求和的边界中应用变量的变化,定义和定义:P-1在一些情况下,反射阵列具有26 × 26个元件的矩形孔径,其尺寸为260mm宽和焦距156 mm,这导致焦距直径比F/D的0.6。2第一1¼页×2升ð9ÞQQQq<$0p<$0þp;q每个季度的要素将更正如下:XPX588S. Abdi Tazehabadi,S.Jam/工程科学与技术,国际期刊23(2020)585图中示出了所提出的设计中的反射单元的布局。q<$0p <$0在图2中显示。在这里,一个方形金属环内的线栅[29],S. Abdi Tazehabadi,S.Jam/工程科学与技术,国际期刊23(2020)585589.联系我们联系我们-2图二.反射阵列单元的结构与等效电路模型。并缩放到所需的工作频率。然而,出于成本考虑,所提出的单元电池的单个3.175-mm Rogers 5880衬底被0.813-mm的FR 4层代替,FR 4层具有相对介电常数ers= 4.3和损耗角正切tand = 0.025。此外,还可以使用一层厚的泡沫材料,其erf= 1.06,在衬底和接地平面之间引入3.175 mm的相位差,以实现慢相位斜率。为了设计单位单元,使用图2所示的简单等效电路模型[30,31]。对于入射平面波,电场的切向分量在单胞平面上感应出沿金属条流动的表面电流密度。电流流过两个的金属回路和线栅是由一个并联电感器(Leq)。方形金属环和线栅之间的介电间隙将导致互电容,该互电容由一个参数来建模需要小区周期性来实现减小的小区间耦合和插入损耗之间的折衷。随着周期性的增加,方形金属环和线栅之间的间隙也会增加,以实现给定的相位范围[32]。这将减小间隙中电场的增强因此,更大的周期性提供了改进的功率处理能力。另一方面,随着周期性的增加,损失开始增加[32]。因此,单位单元的期望相位响应和功率处理能力由其周期性、方形回路的长度和宽度以及线栅的宽度确定通过选择等于0.5k0(其中k0是10GHz处的自由空间波长)的晶胞周期性的初始值,利用(13)计算dr和L的初始值。然后,使用全波仿真优化单元设计参数(d、dr和ds),以获得在10GHz在模拟中,方形回路的初始宽度(ds)被选择为等于dr。得到了最佳的晶胞几何参数:d = 10 mm,dr=0.08 mm,ds= 0.25 mm。 3(a)显示反射损失优于1.4在设计频率下,相位变化约为340 dB.斜入射时的单胞反射相位如图所示。 3(b). 正如可以观察到的那样,在垂直入射和倾斜入射之间有一个小的变化,直到30。为了设计反射阵列,我们考虑在其孔径上有M个同心圆区域,如图1所示。 区域m的平均半径表示为rm。通过将每个区域划分成N个相等角度的扇区,然后将填充扇区n的单位单元所需的相移分布计算为:电容器(Ceq)。分隔金属层的基底层nk FqF2r22pn-114层从接地平面被建模为传输线有效特性阻抗为Z1。单元一侧的半无限空间由特性阻抗为Z0的半无限传输线建模,单元另一侧的接地平面由短负载建模[13]。图2所示等效电路的谐振频率可以简单地近似为[31]:1Rm 1/4- 1/4米长对于 n1;:;Nm¼1;:;M通过将(14)中的扇区数分别设置为1、2和4,将该过程应用于三个反射阵列孔径。计算的反射阵列的相移轮廓(选择f0¼ 2ppLeqCeqð12ÞM的值等于13)在图4中示出。反射阵列的孔径然后填充有具有不同正方形的Leq和Ceq的值可以与晶胞的几何参数相关,如下[31]:Leq14:8610. d0:98星期一1:84qi如图5所示,基于这些计算出的相移轮廓确定环路长度。所设计的反射阵列的孔径位于距TM0 1模激励的圆波导辐射孔径15 6mm处,其性能与实验结果基本一致。22qC他是1000万-1000万。d3Lð13Þ曼塞斯是检查使用全波仿真软件这里,d是晶胞周期,dr是金属丝的宽度网格,L是正 方 形 环 的外部长度,qdL=dL是电感的填充因子,K是第一类完全椭圆积分,kdL2 d r=dL二德河对于所描述的单位单元,可以通过改变方形环的长度来实现不同的反射相位。这是由于随着长度的增加,方形金属环和线栅之间的间隙减小,这自然会增加它们之间的互电容。可以实现的最大相位范围取决于方形金属环和线栅的宽度。对于给定长度的方形环,宽度越小,反射相位范围越大。这是由于随着宽度的减小,方环和线栅之间的互电容的有效面积减小。这进一步减小了它们之间值得注意的是,一个合适的单位第一设计(N = 1),其对应于常规反射器,射线,沿着u = 0和u = 90的切口都示出在图1和图2中。分别为6和7。正如可以观察到的那样,如分析所预测的那样,具有bohesive零点的甜甜圈形所设计的反射阵在两个主平面上的增益和旁瓣电平分别为20.2dBi和15.2dB。这等于约11%的孔径效率,10千兆赫。图8中示出了第二设计(N = 2)的沿着u= 0和u= 90切口的10GHz处的远场分量的模拟结果。如可以观察到的,约100 μ g/ml的硼氢化物峰在约100 μ g/ml的硼氢化物峰上。22 dBi现在已经沿着y分量的u= 0切割出现。然而,对于x分量,具有波场零点的环形图案仍然存在,最大增益约为0dBi,零点波束宽度约为16。在此情况下,EQ0克尔克4在10 GHz下,针对馈源和590S. Abdi Tazehabadi,S.Jam/工程科学与技术,国际期刊23(2020)585图3.第三章。(a)对于10 GHz的垂直入射,单位晶胞的反射系数与方形环的外部长度的关系(b)10 GHz时不同入射角的相位响应图四、在设计的反射阵列孔径上的相移分布图五.所设计的反射阵列孔径的元件配置。平面约为-19 dB。沿u = 90切割也观察到y分量的硼氢化物峰的出现。然而,由于垂直方向上的主孔径不连续性,这里出现了大量的旁瓣电平,这在U= 0切割的图案中不存在。在这种情况下,反射阵列的孔径效率在10 GHz时约为17%。在10 GHz下沿两个图9中给出了第三设计(N = 4)的u= 0和u=90切割。从这些图中,现在观察到两种组分均从无硼氢化钠转变为硼氢化钠峰。注意在一个主平面上的大量SLL相对于另一个是在这里观察到的两个组件,原因是在这种情况下,两个方向都存在主要的不连续性。X射线和X射线沿u= 0切割的y分量分别为18.23 dBi和19.04 dBi。增益值在10 GHz时约为22.2 dBi,对应于约18%的孔径效率。沿u= 0切割,在10 GHz下,两个分量的振幅和相位之间的差约为0.81 dB和91。这验证了左旋圆偏振(LHCP)在右旋方向上的形成。5. 制造和实验验证为了通过实验验证在前面部分中给出的模拟,使用标准印刷电路板技术制造第三设计(N = 4)的反射阵列孔径的原型样品,然后对其进行测试。关于Fabri-S. Abdi Tazehabadi,S.Jam/工程科学与技术,国际期刊23(2020)585591图六、在10 GHz下模拟馈源的远场分量(a)u= 0。(b)u= 90。见图7。在10 GHz时N = 1反射阵列孔径的模拟远场分量。(a)u= 0。(b)u= 90。见图8。在10 GHz时N = 2反射阵列孔径的模拟远场分量。(a)u= 0。(b)u= 90。见图9。在10 GHz下模拟N = 4反射阵列孔径的远场分量。(a)u= 0。(b)u= 90。592S. Abdi Tazehabadi,S.Jam/工程科学与技术,国际期刊23(2020)585× ≈×-标定的原型和测量设置如图10所示。总尺寸的的反射阵列孔260 mm 260 mm(或等效地8.5k08.5k0)。一使用直径为27 mm的圆锥喇叭天线作为反射阵列,并且TEM到TM01模式换能器用于在馈电喇叭输出孔径处辐射方位角对称图案。测量和模拟的辐射图案的图11中示出了沿u= 0在10 GHz处切割的天线。测量结果与仿真结果吻合较好。可以看出,辐射方向图的峰值在设计的波束方向上。所提出的天线提供了一个3 dB的波束宽度为5.7,旁瓣电平约为10 dB的LHCP的波瓣峰值。横向交叉极化电平在25 dB以上之间的比较见图10。 HPM反射阵列原型。(a)缩放视图。(b)测量设置。图十一岁沿u= 0切割的HPM反射阵列的测量和模拟归一化图案(a)LHCP。(b)生殖健康和生殖健康方案。见图12。(a)测量和模拟的增益和轴比在沿u= 0切割的bottom方向上作为频率的函数。(b)所提出的高功率微波反射阵列天线的反射系数的测量和模拟。S. Abdi Tazehabadi,S.Jam/工程科学与技术,国际期刊23(2020)585593所提出的天线的测量和模拟的增益和轴比在图12(a)中对于u= 0切割呈现。在10 GHz时的增益和轴比的测量值为21.66 dB,1.4 dB,分别。如可以观察到的,在设计频率处,仿真增益与测量增益之间存在约0.7 dB的差异。这主要是由于反射阵列孔径的实际材料中图13岁模拟了不同频率下HPM反射阵天线的辐射方向图(a)9.25千兆赫。(b)10千兆赫。(c)10.5千兆赫。在9.25-10.5 GHz的频率范围内的模拟和测量的天线的输入反射系数的制造图。 12(b). 如可以观察到的,反射系数在整个工作频带上具有可接受的范围图14.模拟了不同频率下高功率微波反射阵天线的电场分布。(a)9.25千兆赫。(b)10千兆赫。(c)10.5千兆赫。594S. Abdi Tazehabadi,S.Jam/工程科学与技术,国际期刊23(2020)585×≈表1不同HPM天线设计之间的比较。参考文献[6][7]建议技术抛物面反射器螺旋阵列反射阵列电源模式TM01 TEM TEM/TM01中心频率(GHz)10 4 10天线直径20.3k9.6k8.4k偏振线性/圆形圆形线性/圆形增益(dBi)25 23.46 21.66旁瓣电平(dB)-10-12.7 10轴比(dB)设计程序复杂复杂简单制造工艺难难简单高增益设计的可能性非限制性非限制性此外,图13中所示的天线的模拟辐射图案指示在设计频带上的稳定的波峰值。在9.25、10和10.5 GHz三个频率下,天线结构内输入功率为1 W时的电场分布模拟结果如图所示。 十四岁基于从该图中获得的最大值,并假设空气击穿阈值为3 MV/m,可以获得10 GHz天线功率处理能力的粗略估计为(3 106/2973)1.02 MW[7]。应该指出的是,在这项工作中,印刷单元电池的功率处理行为根本没有被考虑事实上,可以优化印刷单元的结构以提高所提出的天线的功率处理能力[33这将在未来的研究中进一步探讨。如前所述,本提案的目的是探索反射阵列的概念,以开发用于高功率微波应用的天线。为了研究我们的方法是否适用于此目的,将所提出的天线与两种先前的HPM天线设计[6,7]相结合,结果总结在表1中。与其他设计相比,这里提出的天线在结构上相对简单。标准的印刷电路板技术可以被用来制造所提出的天线,这导致在一个简单的和低成本的制造工艺。值得一提的是,所提出的相位补偿方法可以很容易地推广到高功率微波源的另一种方位对称输出模式,即TEM同轴模式。这意味着容易集成的建议天线与各种高功率微波源。此外,已知具有较大尺寸的反射阵列孔径能够提供更高的增益,这在高功率应用中更有利。6. 结论提出了一种X波段反射阵列天线,以实现方位对称模式的定向辐射,同时保持功率容量在可接受的范围内。适当地应用相位修正来补偿入射方位对称能量的相位差。结果表明,通过适当的反射阵列孔径配置,可以获得具有线偏振或圆偏振的准直偏振峰所提出的天线设计的原型已经制造,仿真和实验结果表明,在辐射和功率处理能力方面的良好性能该天线具有低成本、低剖面、重量轻、高增益等特点,可用于高功率微波应用。竞争利益作者声明,他们没有已知的竞争性财务利益或个人关系,可能会影响本文报告的工作。确认这项研究没有从公共、商业或非营利部门的资助机构获得任何具体的引用[1] 李文,高功率微波,国立台湾大学机械工程研究所硕士论文,1992。[2] X.Q.(交叉队列)Ling,Q.X.Liu,X.J.吴湖,加-地Zhao,J.Q.Zhang,Z.Q.Zhang,IEEE Trans.科洛纳斯·普罗帕格56(2008)2943-2948。[3] B.M.李,W. 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