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⃝可在www.sciencedirect.com上在线获取ScienceDirectICTExpress 6(2020)339www.elsevier.com/locate/icte利用最后一层改进MIMO系统中角度估计的分层码本忠怀陈越南河内市交通运输大学电气和电子工程学院接收日期:2020年3月6日;接受日期:2020年在线预订2020年摘要分层码本在无线电通信中的使用是当今非常感兴趣的。然而,在现实世界的传输环境中的发射机和接收机中使用该码本是当今的挑战,因为它仅适用于离散的传输方向。因此,问题是提出一个离散的传输模型与有限数量的物理路径(虚拟模型),这是典型的实际环境中有许多障碍物。所提出的与上述虚拟模型相结合的分层码本的使用可以 与应用于该模型的其他传统波束形成模型进行比较。通过使用分层码本,可以提高成功检测率。c2020年韩国通信与信息科学研究所(KICS)。出版社:Elsevier B.V.这是一个开放的访问CC BY-NC-ND许可证下的文章(http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/)。关键词:无线通信; MIMO;真实环境;虚拟环境;分层码本1. 介绍目前,虚拟模型的使用与论文[1,2]一样令人感兴趣。由于传输介质是一个复杂的多径环境,因此不可能确切地知道哪些物理路径是最重要的,具有最高的路径增益。虚拟模型的引入被认为是必要的,当它是可能的模型的实际传输介质通过该环境的空间特性,而它可以更容易地被应用于不同的收发器算法。另一个考虑是在最佳生成器处创建最佳预编码器。正在使用分层码本[1,3,4]研究为这些预编码器创建波束加权的一种解决方案。该码本将降低预编码器的复杂度且不耗时,因此比穷举搜索好得多。该码本的另一个特征是无线系统的质量高度依赖于如何设计和使用该码本。这些论文集中于构建码字数量等于发射或接收天线数量的码本,然后构建保证宽度的波束以覆盖整个感兴趣区域。然后,他们转向了电子邮件地址:trungth@utc.edu.vn。同行评审由韩国通信和信息科学研究所(KICS)负责https://doi.org/10.1016/j.icte.2020.05.010角分辨率,以提高AoD和AoA的检测精度。论文[1]陈述了在分层码本系统。分层码本的应用适用于它们之间具有足够大距离的MPC,避免了估计同一波束中的两个MPC路径的事实。然而,波束的数量等于天线的数量将降低收发器准确检测的能力。另一个后果是,由于大的波束宽度和不正确的方向,信道容量将不高。本文提出了一种虚拟模型,其MPC的两个物理路径之间的角度足够小,同时具有简单有效的分层码本的应用。此外,如果使用最后一层中使用的码字,则不会改变RF传输硬件,主要是改变改变波束方向的波束权重在文献[5]的基础上,作者提出了一种较好的解决方案,即采用分层码本的最后一层,结合角分辨率,使AoD和AoA的检测精度高于其它系统。作者使用了与计算成功检出率相关的文献[6]或与偏倚相关的文献[7]2405-9595/2020韩国通信和信息科学研究所(KICS)。出版社:Elsevier B.V.这是一个开放的访问CC BY-NC-ND许可证下的文章(http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/)。()下一页l=1∑==[]jπ<$j(N1)===−- − −=)∑()−NrL√L时速340公里Tran/ICT Express 6(2020)339哪里θl+=−1+(2Il+− 1)/ 2=−1+<$(Nr(θ1+ 1)+ 1)/2<$/Nrθl−=−1+2Il−−1/ 2= − 1+<$(Nr(θ1+ 1)+ 1)/2 <$/Nr类似的计算为l+,l−。实信道矩阵通过L虚信道矩阵路径如下:L LH=∑Hl=∑λl ar(θl)at(θl)Ll=1l= 1(三)图1.一、 实际传输环境的虚拟模型。标准偏差,以证明上述解决方案优于[1,32. 多路径虚拟模型我们可以建立虚拟模型和虚拟AoD-从真实环境中的AoA,如图。1.一、在这个图中,我们将传输空间划分为子空间[1,2]。每个子空间分为多个空间箱,其中每个箱可以有障碍物或没有障碍物[2]。这些子空间的实现与分层码本设计相吻合。码本设计部分在以下部分中详细描述。具体地,子空间对应于码本中的码字。在文献[1]中创建虚拟模型时,我们有Nt Nr个子空间(Nt, Nr是相应的发射天线和接收天线的数量),因此也有Nt Nr个码字用于创建发射波束。每个波束的波束方向为−1+(2i− 1)/Nt(或Nr),i=1:Nt(或Nr)。例如是=∑λl[αIl+,lar(θl+)+αIl−,lar(θl−)]×[βIl+,lat(l+)+βIl−,lat(l−)]3. 分层码本设计包括码字[w]n的通用码本。由该码字构建的波束被描述为:NA(ω,n)= [w(k, n)]ie−jπ( n−1)<$i=1=Na(N,n)Hw(k, n)(4)其中w(k, n)是码字。是发射天线的任何波束角,N是向量w(k, n)的元素的数量,n是层k中码字w(k, n)的序数,k=0- log2N。1a(N,N)1e. . . e −(5)N例如,设计分层码本具有N4。参见图2,我们对波束方向w(k, n)的限制为:BW B(w(k, n))=[−1+2n−2,−1+2n](6)具有4个发射和接收天线的收发器将使用4个码字,其中波束角将(在正弦化之后)四分之三,四分之一,四分之一,四分之三通过上面的虚拟渠道模型,我们有两个矩阵-2k2k码字的波束宽度:BW(w(k, n))22K(七)导向矢量的ces形成如下:同一层中的两个码字之间的关系U=[ar(−1+ 1/N r),ar(−1+ 3/Nr),. . . 、ar(−1+(2Nr− 1)/Nr)]w(k,n)=w(k,1)◦ Na(N,2n−2(8)2KW=[at(−1+ 1/N t),at(−1+ 3/N t),. . . 、at(−1+(2Nt− 1)/Nt)](1)哪里NR2K1ar(θl)= αkl ar−1+;其中,λ是Hadamard乘积。4. 提出的虚拟信道矩阵和分层码本对于图3,引导矩阵将允许角度at(μl)=k=1∑k=1、αk,la t(−1+Nr2k−1Nt当两个波束角之间的距离较小时,所提出的码本的分辨率更好。它更准确地找到真正的发射和接收角度。的公式1至8涉及2Nt(或Nr),而不是数字实际信道矩阵对应于第l个物理路径:的发射和接收天线Nt,Nr。构建分层码本:wt是Vt的码字,v=Hl=λlar(θl)at(l)=λl[αIl+,lar(θl+)+αIl−,lar(θl−)]×[βI+,lat(l+)+βI−,lat(l−)])(二)其中m是Vr的码字,wr=Vr (s,m)s,是码字m=1→2的序列号,(− − )−vec()k= 0,1,.,2K)]λl,θl,θl∗AtAr)]λl,θl,θl=minimizevec(Hfd)−Q−vec(H)接收器的估计立方体已经找到接近物理角度的真实值 图月 6θ<$L−2/Nr+ 2k/( KNr)这两种方法,当它高时,它被认为是等效的。此外,作者还使用了计算Suc的公式。=→⎥(十二)T.H. 运输/信息和通信技术快递6(2020)339-342341图二. 分层码本设计。图四、提 出 了分层码本设计。在使用分层搜索算法之后,我们将获得考虑到3个相邻波束角的信道估计矩阵Hfd,其中角的中心在(9)中。找到l的路径的真实物理角度:minimize<$Hfd−H<$F=minimize<$vec(Hfd)2图3.第三章。 提出了实际传输环境的虚拟模型。层的序列号s1S。图4表示具有4层的码本,其中图底部的码字用于构建上层码字。找到实际信道模型的物理角度(接收器使用码本来找到估计的AoA和AoD,找到实际的AoA和AoD,并向发射器反馈关于实际AoA的信息,AoD数字化)。在使用分层搜索算法后,我们发现,输出:λl,θl,λl2条件为:εvec(ε)ε0=L.5. 仿真作者模拟了一个特定于实际环境的虚拟模型,该模型具有 3个传 输路径, 对应的AoD 和AoA 为15o、 45o、315o。 路径增益是:1。二一零8.毫米波的波频率为50GHz。作者感兴趣的是相同的角分辨率因子,但是传统码本使用第二层评价标准基于偏倚、标准θ=−1+2nrl−1Nr;l=−1+2nt1−1Nt(九)[ 7 ]《易经》中的“道”,是指“道”。在有偏差的情况下,当使用MC=100的观测数的蒙特卡罗模型时,我们将能够构造两个矩阵,其包含在θl−2/Nr;θl+2/Nr和θl−2/Nt;θl+2/Nt范围内的导向向量:<$[ar(θ<$1−2/Nr+2k/(KNr))]<$A−r=<$[ar(θ<$2−2/Nr+2k/(KNr))]<$. ..aR比较上述两种方法的角度偏差与偏倚类似,我们可以通过图3比较上述两种方法的标准差。六、对这两种方法的偏倚和标准差有几点评论。图中的偏差。当使用码本的层4时,码本的层5具有稳定值,并且与码本的层2相比更接近于0。[001 pdf1st-31files]k=0,1,...,2kk= 0,1,...,2K在SNR的高值处的码本。 这说明⎡⎢[at(ψˆ 1−2/Nt+2k/(KNt))]k=01 2k⎤⎥使用层4的方法的标准偏差优于A−t=[at(2−2/Nt+2k/(KNt))]. ..的...(十)使用层2,但具有高SNR值,标准使用第4层的方法的偏差略有增加⎣⎢[(一)k=0,1,...,2kk= 0,1,...,2K与使用第二层相比在找到的估计角度实际信道矩阵如下所述:H=A−r<$At(11)ψˆ L−2/Nr+2k/(KNt)cess检测率(SDR),摘自文献[3,4]。Pd=Md/ M(13)|−|||≤−≤=342T.H. Tran/ICT Express 6(2020)339图五、 不同码本层的角度偏差。图六、码 本的不同层的标准偏差。其中M是角度的连续搜索的次数,M个角度搜索的总数。当Ao Dest Ao Dtrue20或Ao Aest Ao Atrue20时,定义成功。有了这样的SDR计算方法,我们可以使用Monte Carlo模型比较上述两种方法的SDR,根据信噪比SNR,MC100的观测值的数量。作者假设高斯分布噪声的平均值为0,方差为1。 很明显,通过所提出的方法,SDR将始终接近1(图1)。 7)。6. 结论作者介绍了所提出的虚拟信道模型,该模型通过最后一类码字(16个码字)来增加码本中的波束数量。此外,在本文中,作者仍然使用角分辨率时,发现AoD和AoA的虚拟模型,使真实的AoD和AoA可以更准确地估计为图7.第一次会议。 不同码本层的SDR。仿真结果表明,该方法的偏差优于只使用第2类码字(4个码字)的方法,而这两种方法的标准偏差相当。对于SDR,估计角度与实际角度的角度偏差小于2μ m,所提出的方法检测成功角度的概率总是接近1。竞合利益作者声明,他们没有已知的可能影响本文所报告工作致谢感谢越南交通大学资助本文。引用[1] 肖振宇,董航,白林,夏鹏飞,夏祥根,增强的毫米波信道估计和码本设计,IEEE Trans. Veh. Technol. (2018年)。[2] A.M. Sayeed,解构多天线衰落信道,IEEETrans. 信号处理。10(50)(2002)。[3] 肖振宇、何彤、夏鹏飞、夏湘根、夏希哲-calcodebook design forbeamforming training in millimeter wavecommunication,IEEE Trans.无线通信(2015年)。[4] 放大图片作者:Ahmed Alkhateeb,Omar El Ayach,Geert Leus,Robert W.小希斯,毫米波蜂窝系统的信道估计和混合预编码,IEEEJ。选档Top. 标志. 过程。(2014年)。[5] Kangjian Chen,Q.陈浩,基于动态分层码本的毫米波大规模MIMO波束训练,IEEE Commun. Lett. (2018年)。[6] 胡攀和,包青龙,陈增平,多径环境下无源双基地雷达波达方向估计方法,北京大学学报。科洛纳斯·普罗帕格(2019年)。[7] T. Engin Tuncer,Benjamin Friedlander,古典和现代到达方向估计,Elsevier Inc,2009。
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