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工程科学与技术,国际期刊
36
(
2022
)
101134
表
1
FII-PMSM
与文献中现有的磁通增强电机的比较。
THD
:总谐波失真
; MTPA
:每安培
第三条。第4节中报告了基于磁元件的仿真,其中还与CI-PMSM进行了
比较。最后,第5节给出了结论。
2.
FII-PMSM
原理及配置
在本节中,首先讨论了所提出的FII-PMSM的基本原理。然后介绍
了电机的拓扑结构和磁链增强效应的实现方法.
2.1.
基本概念
磁阻转矩的增加,从而最大转矩,而不增加铜损。每极两个矩形永磁体
用于提供励磁。在两个永磁体之间提供铁桥,以向d轴磁通提供低磁阻
路径。为了显示所提出的FII-PMSM的优越性,还设计了具有相同外形
尺寸和材料的CI-PMSM 如图所示 2(b).
2.3.
磁通增强现象的实现
。
dq
轴磁通路径和
FII-PMSM
的相关等效磁路如图所示。
3.
第三章。
dq
轴电感写为
L
d
=w
d
/Id
和
L
q
=w
q
/I
q
,其中
w
d
、
w
q
是
dq
轴磁链。 从图
3
中,
dq
轴磁动势(
MMF
)表示为,。
M
d
¼T
s
I
d
¼ 2
。
RaR
pm
k
d
4
M
q
<$T
s
I
q
<$2R aR
ocb
R
ib
1
R
ib
2
k
q
<$5
其中kd、kq是dq轴磁通,而Ra、RoCb、Rib 1和Rib 2分别是气隙、
OCB、第一IB和第二IB的磁阻; Ts是每相的定子绕组匝数因此,Ld和
Lq被写为,
T
2
1/4
2
。
RaR
pm
T
2
k
r
s
r
其基本上是内部永磁电机,如[17],.
Q
.
这是一个很好的例子
。
ffiffiffiffiffiffiffiffiffi ffi
Σ
ffiffi
2
ffi
为了实现
Ld
>
Lq
的性质,必须满足以下不等式。
R
a
R
a
Rpm
8
因此,(8)被改写为,。
.
l
ag
3
b
2
b
1
>
.
我叫
PM
!
ð9Þ
磁通量沿dq轴的截面积。因此,b3、b2和b1被设计为
从(1)中注意到,L
d
I
d
被添加到k
pm
以获得d轴通量,其由此增强
k
pm
。这从如图1(a)所示的FII-PMSM的相量图中也是明显的,其中
k
pm
和L
d
I
d
的
方向相同。因此,所提出的FII-PMSM以正I
d
操作,不像图1
中的电流和电压约束曲线所指示的CI-PMSM。 1(b).
因此,FII-PMSM产生正磁阻转矩,因此与CI-PMSM相比,具有正
Id
或磁通增强电流的最大转矩。图1(c)中示出了这种效应,其中示出
了两个电动机的磁阻转矩和总转矩曲线。如前所述,内部屏障(IB)被
放置在q轴磁通路径中以实现磁通增强效果。然而,这减少了显着差
异,这反过来又减少了磁阻和总扭矩。因此,外截止势垒(OCB)沿正
交轴设计,以增加显着差异。通过OCB的设计,磁阻和总转矩的提高如
图所示。 1(d).
2.2.
FII-PMSM
拓扑
具有分布式定子绕组的36槽/6极拓扑结构的FII-PMSM如图2(a)
所示。而其评级在表2中给出。设计了OCB和IB两种类型的屏障
满足(9)中的条件。这实现了Lq Ld的性质,并因此实现了磁通增强行
为。
3.
FII-PMSM
的设计与优化
FII-PMSM的详细尺寸见图4。以黄色突出显示的尺寸经过优化,可
最大限度地提高灵敏度差异,并在不降低平均扭矩的情况下最大限度地
减少扭矩波动。在本节中,首先选择了定子内径和叠层长度等主要尺
寸。然后,优化内势垒的尺寸以产生磁通增强行为。分析了OCB厚度对
平均转矩和转矩脉动
3.1.
主要尺寸
定子内径和铁芯长度取决于电流密度、气隙磁通密度、绕组系数和
磁通密度[23]。因此,首先选择这些量
对于三相、
6
极、
36
槽、双层全桨距绕组,具有
120
°电相位扩
展,
c
和每极每相
4
槽,
j
,桨距系数,
kpf
为
1.0
,而分布系数,
kdf
为。
沿着正交轴。IB实现了
Ld
>
Lq
的性质。然而,由此产生的显著性差异,定
义为dL=(L
d
-L
q
)是相当低的。因此,OCB被设计为增加dL,导致
k
正弦c=2正弦 120
正弦
=2正弦
j
si
n
c
=
2
j
4sin
12
0
=
2
×
4