快变衰落信道中的OFDM帧分裂和数据辅助判决直接信道估计

⃝可在www.sciencedirect.com上在线获取ScienceDirectICTExpress 6（2020）249www.elsevier.com/locate/icte快变衰落信道中OFDM帧分裂和数据辅助判决直接信道估计YoneiJiuaro，Kazuki Maruta，Chang-Jun Ahn日本千叶大学工学研究科接收日期：2019年11月26日;接受日期：2020年1月7日2020年1月20日在线提供摘要提出了一种新的适用于快衰落环境的无线信道估计方法。通常，前向纠错（FEC）需要较长的分组码长度来提高纠错能力，但在导频辅助估计中，它会降低信道跟踪精度。为了满足这些权衡的要求，我们提出了帧分裂和决策导向信道估计（DDCE）。该算法将信息数据分成两半，估计前半部分的信道状态信息（CSI）。后者是简单地使用前CSI外推。计算机仿真结果表明，在快衰落环境下，该方法仍能改善系统的误比特率性能c2020年韩国通信与信息科学研究所（KICS）。出版社：Elsevier B.V.这是一篇基于CC BY-NC-ND许可证的开放获取文章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。关键词：快衰落;帧分裂;直接判决信道估计;正交频分复用1. 介绍车载通信是近年来国际上研究的热点。为了防止任何危险的交通事故，期望通过无线通信在车辆和任何东西之间交换任何交通信息。在车联网（V2X）通信中，接收数据的可靠性和低延迟对于确保事故预防系统的安全性非常重要。还需要高吞吐量来与行人和车辆共享从传感器获得的数据[1，2]。信道估计和补偿是保证接收数据精度的重要因素。在OFDM系统中，CSI是通过使用通常插入到信息数据的头部的导频符号来估计的。利用它来补偿幅度和相位的变化，从而使信息数据得到正确的调制。然而，这种导频辅助的信道估计不能够对快衰落环境进行信道补偿，特别是在长帧传输中。这是因为信道系数由于多普勒频移而随着时间进展而改变。导频辅助的信道估计仅估计信道估计中的CSI∗ 通讯作者。电子邮件地址： yonekeng7730.com @ chiba-u.co.jp（K. Yonei）。同行评审由韩国通信和信息科学研究所（KICS）负责https://doi.org/10.1016/j.icte.2020.01.001发送信号头。因此，在快衰落环境中，许多错误发生在传输数据的最后部分。已经研究了许多方法[3[3]提出了梳状导频辅助信道估计。然而，由于周期性地插入导频符号，该方法的数据速率受到限制。[4，5]提出了判决直接信道估计（DDCE）和线性预测方法。其中，[4]给出了一种复杂度较低的精确信道估计方法。前向纠错（FEC）也可以有效地提高符号副本的准确性，以补偿计算复杂度的增加。通常，FEC需要长的分组码长度以确保纠错能力。然而，它不仅对FEC，还对DDCE施加了沉重的计算负荷。它还导致增强的传输延迟。此外，在导频辅助信道估计下，由于在时域中对长数据帧的信道跟踪是困难的，所以长分组码受到快衰落影响显著。在第五代移动通信（5G）中，将考虑使用诸如低密度奇偶校验（LDPC）码和 极 化 码 的 分 组 码 来 实 现 超 可 靠 和 低 延 迟 通 信（URLLC）[6，7]。我们应该考虑时变信道估计方法假设与分组码组合使用。在本文中，我们提出了一个帧分裂和DDCE，以提高块的纠错性能2405-9595/2020韩国通信和信息科学研究所（KICS）。出版社：Elsevier B.V.这是一个开放的访问CC BY-NC-ND许可证下的文章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。∑∑g jh（t）=expj2πftcosα+φ，（2）[（）]j D l l l[客户端]=∑j2πfτ2nE[·]j=0J2nsh（k，ns−ns−121）−h（k）22⎩2− =−DDCE可以通过即时通信来实现可靠的通信，225万Yonei，K.Maruta和C.-J. Ahn/ICT Express 6（2020）249代码.该方法在分组编码前对信息数据进行二等分，利用DDCE估计前半部分的CSI。最后一部分数据利用前一部分CSI进行补偿。我们可以实现改善的BER性能，以及减轻计算复杂度。因此，它可以有助于实现URLLC，如V2X通信。本文的其余部分组织如下。第2、3节描述了渠道模型，并简要介绍了DDCE。第4节显示了所提出的方法的配置。计算机模拟结果显示在第5和第6节结束的文章。2. 信道模型该研究假设时变多径衰落信道，其表示为，J−1h（τ，t）=hj（t）δ（τ−τj），（1）j=0LLl=1其中hj是复信道系数，δ表示狄拉克δ函数。J和τj分别表示离散路径的数量和延迟时间。L波在时刻τj到达接收器。gj、αl和φl表示第j个路径增益、第l个波的到达角（AoA）及其初始相位。 fD是多普勒频率。这里假设归一化路径增益，即∑J−1Eh2图1.一、建 议 方 法 的 概念图。[4]中的先前工作周期性地应用DDCE来减少这种影响，同时保持信道估计精度。然而，当我们采用诸如极化码的分组码时，该过程不能很好地工作。虽然分组码需要很长的分组长度来提供良好的纠错能力，但由于传输帧末端的快衰落，其有效性降低。除此之外，接收机还应对接收到的数据块进行解码和重新编码，以生成用于DDCE的传输符号副本。它可能会增加传输延迟。所提出的方法可以解决这些缺点，通过分裂的编码块和执行DDCE只，前一个块，其中期望更好的信道估计精度。详细程序如下。4. 该方法表示期望（集合平均）操作。然后，我们可以通过傅立叶变换获得频率响应H（f，t）。将脉冲响应变换为，H（f， t）∞h（τ，t）e−j2πfτdτ−∞J−1hj（t）e−j，（3）j=0其中f表示频率分量。在移动通信环境中，频率响应通常不是平坦的。J> 1提供频率选择性衰落信道，其中|H（f，t）|在传输带宽中波动。3. 直接判决信道估计证明信道估计和跟踪性能。的所提出的方法的关键思想是改善传输数据块的前部分的误码率性能，其中多普勒频移的影响被期望为是轻微的。相反，后半部分的过程被简化。图1描述了所提出的方法的概念图。在该方法中，发射机将信息数据分成两半，并分别进行编码和调制。在接收机侧，CSI的后半部分而后者的数据使用CSI的前一部分来补偿。对应于每个符号的前一部分的CSI通过使用PCE的插值来获得，但是最后一个符号的DDCE结果详细方程为⎧⎨((ns−1)−i)h˜(k,ns−1)+ihˆ(k)2（i=1ns −2）在快速迁移率下，沟道状态的时间变化非常剧烈2 2秒-1（i=s）。环境当信道估计器不能遵循信道状态随时间变化剧烈，后段数据的信道补偿变得困难。结果，在解调数据的最后部分中出现DDCE是提高信道估计精度和跟踪信道时变能力的有效方法。它利用接收数据产生的发送数据符号的副本来估计任意点处的信道状态。DDCE由于其估计数据符号时刻的所有信道状态k是子载波的索引，i是数据符号的索引，是数据符号的数目，h_n（k）是通过导频符号估计的CSI，h_n （k ，n_s（1）i（ns1）通过DDCE估计的第-CSI。在所提出的方法中，由于数据分裂，接收机可以生成传输数据的副本，编码计算量小。此外，在前一部分中，由于通过避免对后一数据部分的多普勒频移影响而保持了良好的解码性能，因此可以提高所发送数据的副本的精度。这给我们带来了提高整体通信可靠性的期望。如上所述，在快衰落环境中，信道估计和补偿是非常困难的。这是因为h（k，i）=n、（四）===-=⏐⏐[客户端]=K. Yonei，K.Maruta和C.-J. Ahn/ICT Express 6（2020）249-252251表1模拟参数。传输方案OFDM调制QPSK保护间隔16导频符号数2子载波数64数据符号数16信道模型15路径瑞利衰落路径衰减：1 dB传输带宽20 MHz多普勒频率600 HzFEC方案极化码（编码率为1/2）编码块长度属性：512，Conv.：1024位此外，由于通过线性插值估计CSI的前一部分并使用CSI的前一部分补偿数据的后一部分，因此可以减轻信道估计的计算量通常，迭代DDCE可以改善BER性能，但是迭代增加了计算复杂度，导致延迟增加。该方案中的数据分裂可以满足这两个要求，其有价值的有效性如下所示5. 结果本节从误码率（BER）和计算复杂度两个方面介绍了所提出方法的有效性。5.1. 误码率表1列出了模拟参数。传输方案基于具有20 MHz带宽的极化编码OFDM系统。如第2节所述，评估采用快速移动环境，多普勒频率为600 Hz，遵循Jakes模型。传统的DDCE方法定义为逐符号的DDCE，没有信息数据分割。图图2分别示出了传统方法和所提出的方法的BER性能。这里，I表示DDCE的反馈迭代计数。误码率性能的所提出的方法可以改善迭代到I2。将I增加到大于2不能提供明显的改善，并且性能饱和。另一方面，传统方法的误码率性能在I2，然后当I>2.这种倾向是由于后半部分解码结果的不正确造成的。随着DDCE迭代次数的增加，误差分量逐渐积累。 与这些相比，图二、 传统方法和建议方法的BER。图3.第三章。最 后 一 个 符 号 的 均方误差。然后，我们观察在最后一个符号的信道估计误差图3示出了均方误差（MSE）与每比特能量与噪声功率谱密度比性能在I2与BER 10−4基线，所提出的方法可以获得约2.5 dB的增益对（Eb/ N0）。MSE定义为，常规方法。这种好处是通过分裂信息数据带来的;它可以减轻时域中信道变化的影响。因此，可以提高前一部分的解码能力，这也可以有助于提高整体BER性能。其详细行为在以下评估中得到验证。MSE=EHact （ k ， ns ） −Hcomp （ k ， ns ） 2 ，（ 5）其中，Hact（k，ns）是第i，ns个实际信道系数，并且Hcomp（k，ns）是用于补偿第i，ns个数据的CSI。在评估中，将最大误差归一化为1。该图示出了信道估计=-==-252K Yonei，K.Maruta和C.-J. Ahn/ICT Express 6（2020）249该方法的误差比传统方法的误差更大。这是因为所提出的方法使用CSI的前一部分来补偿数据的后一部分。虽然传统方案显示出更好的估计误差，但数据帧的后半部分很大程度上受到多普勒频移的影响，这使总体BER性能恶化，如图2所示。通过对数据帧进行分割，即使采用简单的内插和外插，编码块长度减半，也能减轻其影响，提高系统的误码性能。5.2. 计算复杂度最后，从复杂度角度验证了该方法的有效性.计算复杂度被定义为信道估计和补偿过程所进行的复数乘法的数量所提出的方法的估计复杂度Cprop和传统方法的估计复杂度Ccomv分别为：Cconv=I（15ncns+2nc），（6）也降低了解调复杂度。计算机仿真结果表明，即使在高多普勒频率情况下，与不进行帧分裂的传统方法相比，该方法仍能改善误码率性能。这可能是最有前途的方法，可以满足快速移动应用（如V2X）的确认这项工作得到了日本科学促进协会、电信促进基金会（ TAF ） 和 MAZDA 基 金 会 的 科 学 研 究 资 助 （ 编 号17K06415）。引用[1] G.奈克湾Choudhury，J. M. 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