非对称隔离型多电平DC-DC功率变换器

工程科学与技术，国际期刊22（2019）894完整文章非对称隔离单向多电平DC-DC功率变换器周洪良a，吴坤德a，吴锦昌b，林佑祖a，苏立文aa国立高雄科技大学电机工程系，台湾b台湾高雄国立高雄科技大学微电子工程系阿提奇莱因福奥文章历史记录：2018年8月27日收到2019年1月7日修订2019年1月30日接受在线提供2019年关键词：多电平DC-DC全桥整流器A B S T R A C T提出了一种非对称单向隔离型多电平DC-DC功率变换器（AUIMLDDPC）。三绕组Transformer（TWT）被用作半桥逆变器（HBI）和两个全桥整流器（FBR）之间的接口行波管的两个次级绕组的匝数是不相同的。因此，这导致两个FBR的不相等的DC输出电压采用选择电路来控制两个FBRS串联或独立连接的不相等的直流输出电压，从而产生非零的两电平电压来控制所提出的AUIMLDDPC的输出直流电压的大小。输出L-C滤波器用于滤除非零两电平电压的高频谐波行波管二次绕组匝数不等可以减小非零两电平电压的电压因此，它可以减少L-C滤波器的容量。为了验证所提出的AUIMLDDPC的性能，开发了一个硬件原型实验结果符合预期。©2019 Karabuk University. Elsevier B.V.的出版服务。这是CCBY-NC-ND许可证（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。1. 介绍多电平DC-AC逆变器可以有效地减小开关操作引起的电压跳变，从 而与 常规 DC-AC 逆 变器 相比 ，开 关损 耗、 dv/dt 、 电磁 干扰（EMI）和谐波都有所降低[1-此外，多电平逆变器可以使用小容量的输出滤波器，从而使功率密度更小多电平DC-DC功率变换器的优点与多电平逆变器相似，可分为隔离型和非隔离型[6Transformer可提供电流隔离，避免隔离型中的泄漏电流和电击[10，11]这样可以增加安全性。隔离式多电平DC-DC功率转换器的功率流可以是双向的[12，13]或单向的[6，8，9]。单向隔离DC-DC电源转换器最近已用于数据中心[9]、电动汽车[14]和可再生发电系统[15]的电池充电器。研究了基于半桥逆变器的隔离式多电平DC-DC功率变换器。几个隔离的单向多电平DC-DC功率转换器（UIMLDDPC）用于减少滤波器容量和提高效率[6，8]。三种UIMLDDPC拓扑，*通讯作者。电子邮件地址：hljou@mail.ee.nkust.edu.tw（H.- L.Jou）。由Karabuk大学负责进行同行审查三电平单变压器系列HBI（TLSTSHBI）、三电平双变压器系列HBI（TLDTSHBI）和三电平二极管箝位HBI（TLDCHBI）已在[6]中发表。TLSTSHBI拓扑使用一个Transformer、两个HBI和一个全桥整流器（FBR）。TLDTSHBI拓扑使用两个变压器、两个HBI和一个FBR。两个系列HBI拓扑结构都需要两个HBI。因此，它使硬件和控制电路复杂化。此外，成本提高了TLDCHBI拓扑需要四个开关，并且其缺点是两个串联开关之间的关断特性的差异可能产生不平衡电压应力并 损 坏 这 两 个 串 联 开 关 [6] 。在 [8] 中 ，公 开 了 具 有 三 绕 组Transformer（TWT）的UIM LDDPC。该功率变换器的多电平电压形成通过一个行波管、一个HBI、两个FBR和一个串/并联选择电路产生一个非零的两电平电压。行波管的两个次级绕组的匝数相等，则两个FBRs的直流输出电压相同。因此，电压摆动对于非零两电平电压是最大值的一半非零两级电压。本 文 提 出 了 一 种 非 对 称 单 向 隔 离 多 电 平 DC-DC 功 率 变 换 器（AUIMLDDPC），它是对UIMLDDPC[8]的改进。在输出滤波器前的输出电压是一个非零的两电平电压与不等的幅度和较低的电压电平的幅度大于一半的高电压电平在建议的AUIMLDDPC。 因此，所提出的AUIMLDDPC具有减小输出端前的电压摆幅和输出电压谐波https://doi.org/10.1016/j.jestch.2019.01.0172215-0986/©2019 Karabuk University.出版社：Elsevier B.V.这是一篇基于CC BY-NC-ND许可证的开放获取文章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。可在ScienceDirect上获得目录列表工程科学与技术国际期刊杂志主页：www.elsevier.com/locate/jestch¼1¼2H.- L. Jou等人 /工程科学与技术，国际期刊22（2019）894-898895滤波因此，与[8]中的UIMLDDPC相比，可以进一步减小输出滤波器容量，并节省二极管。最后，本文设计并实现了一个硬件样机以验证其性能。2. 电路拓扑和工作模式大于高电压电平的一半。因此，所提出的AUIMLDDPC具有减小输出滤波器前的输出电压的电压变化的优点。因此，与[8]中的UIMLDDPC相比，可以进一步减小输出滤波器容量，并节省二极管。Transformer的匝数比定义为：图1示出了所提出的AUIMLDDPC的拓扑。该拓扑结构是对文献[8]的改进，它由一个HBI、一个TWT、两个FBR、一个选择电路和一个L-C组合的输出滤波器组成。TWT在初级侧包含绕组（Np），nNsNpnNtNpð1Þð2Þ次级侧的两个绕组（Ns，Nt）。HBI以0.5的恒定占空比切换，以在行波管的初级绕组NP上产生方波电压。HBI的占空比固定为0.5，在Transformer的初级侧绕组（Np）上产生对称的方波，然后输出两个方波电压给两个FBR，产生两个因绕组不相等而不相等的直流电压输出电压的调节仅通过选择电路控制两个FBRS串联或独立的不相等的直流输出电压。因此，不需要将输出电压馈入初级侧控制电路来控制HBI的占空比，并且避免了隔离反馈。从而简化了变压器的设计和HBI的控制.Transformer次级侧的两个绕组Ns和NT分别提供连接到两个FBR的方波电压。Transformer二次侧绕组的匝数Ns和NT不相同，两个FBRs的输出直流电压（VC3和VC4）不相等。Ns的匝数小于Nt的匝数，并且VC3小于VC4。选择电路（S3、D9）控制串联连接或独立连接的两个FBR的DC输出电压。当两个FBR串联（S3导通）时，Vout_FBR为VC 3与VC4之和;当两个FBR独立工作（S3关断）时，Vout_FBR为VC4与文献[8]相比，主要区别是选择电路中省去了一个二极管，Ns和Nt的匝数不同。此外，选择电路的操作不是串联/并联的，[8]但在拟议的AUIMLDDPC中是系列/独立的。在UIMLDDPC[8]中，输出滤波器前的输出电压是具有相等幅度的非零两电平电压。其结果是高电压电平的幅度是低电压电平的两倍。在所提出的AUIMLDDPC中，输出滤波器前的输出电压是一个非零的两电平电压，其幅值不等，低电压电平的幅值所提出的AUIMLDDPC的操作可以分为四种模式，并且操作电路在图2中示出并且描述如下：2.1. 模式I该模式的工作电路如图所示。2（a）. 图2（a）中，S1导通，S2和S3关断。红色粗线显示Vout_FBR可以表示为：VoutFBR<$Vc4<$$>Vinn2n=2<$3n2.2. 模式II该模式的工作电路如图所示。2（b）. 参见图在图2（b）中，S2被关断，并且S1以及S3被接通。红色粗线显示Vout_FBR可以表示为：VoutFBR¼Vc3Vc4¼Vinn2=2Vinn1=242.3. 模式III模式III的操作电路如图2（c）所示。可以看出，S2被接通，并且S1以及S3被关断。红色粗线显示Vout_FBR可以表示为：VoutFBR<$Vc4<$$>Vinn2=2<$52.4. 模式四在这种模式下，S1关断，S2和S3导通。 2（d），红色粗线显示Vout_FBR可以表示为：Fig. 1.建议的AUIMLDDPC。2产品名称：≤2896H.- L. Jou等人/工程科学与技术，国际期刊22（2019）894电压摆幅小于UIMLDDPC中的电压摆幅[3，5]。因此，在建议的AUIMLDDPC的输出滤波器的容量可以进一步减少相比，以前的HBI基于UIMLDDPC。3. 设计考虑图图3示出了所提出的AUIMLDDPC的相关信号。S1和S2的工作频率为fs，S3的工作频率为2fs。S1和S2的占空比为0.5。输出电压是Vout_FBR的平均电压，并表示为：V输出：输入：¼Vωn1n27如（7）所示，可以发现 S3 的占空比（D）用于调节所提出的AUIMLDDPC的输出电压。考虑到AUIMLDDPC的输入电压可能是电池组，当电池组的荷电状态（SOC）下降时，输入电压将下降。如果输入电压的变化范围在Vin，min和Vin，max之间，则n1和n2的设计示出为：n2V输出n8Vin;minn2V输出Vin;maxð9Þ从图3（f）中可以看出，输出滤波器前的输出电压在n2中的V = 2 V n1中的V =2和n 2中的V n2中的V = 2之间变化。由于所提出的AUIMLDDPC中n2大于n1，因此输出滤波器前的输出电压为非零的两电平电压具有不相等的幅值，并且较低电压电平的幅值大于高电压电平的幅值的 一 半 。 因 此 ， 所 提 出 的 AUIMLDDPC 中 的 电 压 摆 幅 小 于UIMLDDPC[8]中的电压摆幅。图二、所提出的AUIMLDDPC的操作电路，（a）模式I，（b）模式II，（c）（d）模式IV。VoutFBR¼Vc3Vc4¼Vinn2=2Vinn1=26根据以上描述，电压V_out_F_BR在V_C4和（V_C3+V_C4）的两个电压电平之间切换。应注意，VC3小于VC4。对于所提出的AUIMLPPC，输出L-C滤波器前的电压摆幅仅为VC3，因此，图3.第三章。所提出的AUIMLDDPC的相关信号，（a）S1和S2的控制和载波信号，（b）S3的控制和载波信号，（c）S1的门信号，（d）S2的门信号，（e）S3的门信号，（f）Vout_FBR的波形。D¼o-22outfsH.- L. Jou等人 /工程科学与技术，国际期刊22（2019）894-898897如果输入电压的变化范围很小，则与n2相比，n1将非常小。因此，Vout_FBR的电压变化非常小，因此，与其中输出L-C滤波器两端的电压变化是固定的（输出L-C滤波器两端的最大电压的一半）的先前的基于HBI的UIM LDDPC的电容相比，输出滤波器的电容可以显著减小。此外，减少了NS匝数，节省了导线和铁芯的成本，从而降低了功率损耗。例如，输入电压的变化范围为20%，则V out电压变化FBR仅为输出电压变化的20%，UIMLDDPC中的两个FBR的分离[8]。AUIMLDDPC的Lout的当前变化可以表示为：.文2号。Vinn1-V输出2L见图4。 开关器件的栅极信号的测量波形，（a）S1，（b）S2，(c)S3。其中fs是S3的开关频率。电感器Lout可以在Lout的电流变化被指定的同时被确定。AUIMLDDPC的输出电压纹波可以推导为：VDIL16Cout fsð11Þ当输出电压t的纹波被指定时，可以获得电容器Cout4. 实验结果硬件原型的建立和测试，以验证所提出的AUIMLDDPC的性能。表1显示了原型中使用的主要参数。图4示出了开关器件的栅极信号的测量波形。可以发现，开关器件S1和S2的栅极信号是互补的，并且S3的栅极信号的驱动频率是S1和S2的两倍。MOSFET的驱动电压分别为15 V和5 V，用于导通和关断。在MOS- FET的驱动电路中采用负电压，以避免意外导通.图5示出了所提出的AUIMLDDPC在输出L-C滤波器之前Vp是绕组Np两端的电压，Vp，Vs是绕组Ns两端的电压，Vt是绕组NT两端的电压。电压差是由 于 行 波 管 中 三 个 绕 组 的 匝 数 不 同 而 引 起 的 。 在 所 提 出 的AUIMLDDPC中，Transformer（TWT）的Np、Ns和NT三种绕组为12：8：16.其结果是，两个FBRs的输出电压分别为133.3 V和266.7 V。结果，输出滤波器前的电压是非零的两电平电压，其中两个电压电平分别为266.7和400。的电压摆幅表1原型的主要参数参数输出功率3.2 kWV输出380 V400 V中的VS1和S2的开关频率20 kHz开关频率S340 kHzC1和C2940m FC3和C450m FNp：Ns：Nt12：8：16Transformer的漏感1.84m HTransformer的磁化电感2.24 mHL输出28m HC出2200米 FFast Recovery Epitaxial Diode DSEI60-06ASiC肖特基二极管CREE C3D20065DCoolMOS Power MOSFET SPW47N60C3SiC MOSFET CREE C3M0065090D图五. AUIMLDDPC的实验结果，（a）Vp，（b）Vs，（c）Vt，（d）Vout_FBR。图六、实验结果表明，所提出的AUIMLDDPC，（a）Vout_FBR，（b）iL。输出滤波器前的输出电压仅为133.3 V。而UIMLDDPC中三绕组Transformer（TWT）的Np：Ns1：Ns2为24：26：26。其结果是，输出滤波器前的输出电压是非零的两电平电压，其中两个电压电平分别为200和400输出滤波器前的输出电压的电压摆幅为200 V。如图5（d）所示，非零两电平电压由以下组成：266.7 V和400 V。输出滤波器前的输出电压的电压摆幅仅为133.3 V，小于UIMLDDPC [8]中的200 V。因此，建议的AUIMLDDPC具有进一步降低摆幅电压的特征。因此，可以进一步减小输出滤波器另一个优点，该建议的AUIMLDDPC是n2总是大于n1。因此，节省了二极管并且提高了功率转换效率。图6是所提出的AUIMLDDPC在3.2 kW下工作图图6（a）示出了电压V out_FBR在266.7 V和400 V之间变化，并且电感器电流总是高于零，这表明转换器工作。在连续导电模式下工作。图7示出了所提出的AUIMLDDPC的输入侧和输出侧的电压和电流。参见图 7(a)和7（b），输入电压为400 V，输入电流为DI输出¼D10898H.- L. Jou等人/工程科学与技术，国际期刊22（2019）894表2以前的UIMLDDPC和拟议的AUIMLDDPC的比较拓扑Transformer开关二极管输出滤波器容量TLSTSHBI[6]144大TLDTSHBI[6]248介质TLDCHBI[6]146介质UIMLDDPC[8]1310介质AUIMLDDPC139小图7.第一次会议。所提出的AUIMLDDPC的实验结果，（a）输入电压Vin，（b）输入电流Iin，（c）输出电压Vout，（d）输出电流Iout。见图8。 AUIMLDDPC的效率曲线6.68A. 图图7（c）和图7（d）示出了输出电压为380 V，输出电流为6.91 A。提出的隔离式多电平DC-DC变换器输出2.6kW直流功率。图8示出了所提出的AUIMLDDPC的转换效率的曲线。在转换效率的测量结果中忽略了控制电路和驱动电路的功率损失。参见图 7，使用快速恢复外延二极管和CoolMOS功率MOSFET的AUIMLDDPC的最高效率为96.76%，2.6采用SiC肖特基二极管和SiC MOSFET的AUIMLDDPC在2.6kW附近的最高效率为98.24%。表2显示了以前的UIMLDDPC和拟议的AUIMLDDPC的比较。如表1所示，TLSTSHBI、TLDTSHBI和TLDCHBI[5]的拓扑结构需要四个开关。UIMLDDPC[8]和建议的AUIMLDDPC都只需要三个开关。此外，与UIMLDDPC[8]相比，所提出的AUIMLDDPC中可以节省一个二极管。根据表II，所提出的AUIMLDDPC的过滤器容量小于先前的UIMLDDPC。5. 结论本文提出了一种通过设计行波管的两个次级绕组的匝数不相等来产生两个不相等直流电压以形成非零两电平电压的AUIMLDDPC从实验结果可以看出，非零两电平电压由266.7 V和400 V组成。输出电压的电压摆幅输出滤波器前的电压仅为133.3 V，小于UIMLDDPC中的200 V[6，8] 。 因 此 ， 拟 议 AUIMLDDPC 中 的 滤 波 电 感 （ 28m H ） 小 于UIMLDDPC[8]中的滤波电感（88m H）。因此，拟议的AUIMLDDPC的显着特点可以进一步减小输出滤波器的容量。实验结果表明，在忽略控制和驱动电路功耗的情况下，采用快恢复外延二极管和CoolMOS功率MOSFET的AUIMLDDPC的最高效率可达96.76%，采用SiC肖特基二极管和SiC MOSFET的AUIMLDDPC的最高效率可达98.24%。确认本研究得到了ABLEREX Corporation LTD的支持，作者在此表示感谢。引用[1] H. Akagi，多电平转换器：基本电路和系统，Proc. IEEE105（11）（2017）2048-2065。[2] Z.叶，Y。Xu，X. Wu等人，一种简化的PWM策略的中点箝位（NPC）三电平变换器与不平衡的直流环节，IEEE Trans. Power Electron.31（4）（2016）3227-3238.[3] Ozdemir Saban，Necmi Altin，Ibrahim Sefa，单级三电平并网互动式MPPT逆变器用于光伏系统，能量转换。管理。80（2014）561-572。[4] Serkan Sezen，Ahmet Aktas，Mehmet Ucar，Engin Özdemr，使用单级三相多电平逆变器的并联有源滤波多功能光伏发电系统的设计和运行，Turkish J. Electr. 工程计算Sci. 25（2）（2017）1412-1425。[5] Harun Özbay，Selim Öncü，Metin Kesler，基于SMC-DPC的光伏系统并网三相逆变器的有功和无功功率控制，Int.J.氢能42（2017）17713[6] L. D' Errico，A.利多齐Calzo，A.罗马内利湖Solero，三相AC-DC 48 V电源的多电平配置，IEEE Int. Symp.印第安纳（ISIE）（2010）945-950。[7] X. Zhang，T.C. Green，A. Junyent-Ferré，一种具有固有平衡的新型谐振模块化多电平降压DC-DC转换器，IEEE Trans. Power Electron.30（1）（2015）78-88。[8] H.L. Jou，J.J. Huang，J.C. Wu，K.D.吴，新型隔离式多电平DC-DC功率变换器，IEEE Trans. 电力电子 31（4）（2016）2690-2694。[9] R. Simanjorang，H.山口，H。Ohashi，K. Nakao，T. Ninomiya，S.阿贝，M。Kaga，A. Fukui，高效率大功率DC-DC转换器用于数据中心电源系统的节能和空间节省，第26届IEEE Appl. 电力电子Conf. Exposition 2011（2011）600-605.[10] R.L.卡多索岛Barbi，新型高频隔离双向DC-AC变换器，Int. Symp.信号、电路系统、ISSCS 2（2005）（2005）593-596.[11] H. Khoun，K. Zare，M. Abapour，在并网模式下低组件九电平级联变压器多电平逆变器的验证，IEEE J. Emerg. 选择. Top. 电力电子 6（1）（2018）429-440。[12] A. Gorgerino，A.Guerra，D.Kinzer，J. Marcinkowski，汽车DC-DC转换器中高压开关的比较，功率转换器。（2007）360- 367.[13] H.L. Jou，Y.H. Chang，J.C.吴昆德，实验室规模的并网光伏发电系统与电池储能集成的运行策略，能源转换。管理。 89（2014）197-204。[14] B. Whitaker ， A. 巴 克 利 ， Z. 科 尔 湾 Passmore ， D. 马 丁 ， T.R. McNutt ， A. B.Lostetter，J.S.李，K. Shiozaki，一种利用碳化硅功率器件的高密度、高效率、隔离式车载电池充电器，IEEETrans. 电力电子 29（5）（2014）2606-2617。[15] R. D.德·奥Reiter，S.V.G.奥利维拉，A.佩雷湖陈文辉，双级光伏逆变器系统的数字谐振控制器，电力电子学报。 9（6）（2016）1315-1321。