太赫兹纳米通信链路容量提升的多电平脉冲位置调制方案

=可在www.sciencedirect.com在线获取ScienceDirectICTExpress 8（2022）633www.elsevier.com/locate/icte提高电磁纳米通信网络链路容量的多电平脉冲位置调制方案Pankaj Singh，Sung-YoonJung岭南大学电子工程系，韩国庆山38541接收日期：2021年11月23日;接收日期：2022年6月21日;接受日期：2022年7月28日2022年8月3日在线发布摘要在这封信中，提出了一种新的纳米通信调制方案，称为多电平脉冲位置调制（ML-PPM）。ML-PPM方法将提高纳米通信系统的链路容量，同时实现接收中的处理增益。位使用非相干能量检测纳米接收器来评估该方案的误码率和链路容量。仿真结果表明所提出的方案具有比包括时间扩展开关键控（TS-OOK）的现有方案大得多的链路容量，多进制脉冲位置调制（PPM）.版权所有2022作者。出版社：Elsevier B.V.代表韩国通信和信息科学研究所这是一篇基于CC BY-NC-ND许可证的开放获取文章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。关键词：纳米通信;太赫兹波段;脉冲位置调制;多电平方案1. 介绍太赫兹（THz）波段纳米通信[1-太赫兹波段（0。1THz-例如，纳米通信系统被认为是超低功率系统，并且纳米设备预计将通过纳米电池和能量收集来供电。此外，纳米尺度对可用资源（包括空间、能量和存储器）施加了严格的限制。这种纳米通信系统建议使用简单但超高效的调制方案和更高的数据速率。太赫兹波段理论上可以维持非常高的比特率，高达每秒几兆比特（Tbps），1 cm [8]。太赫兹纳米通信中的调制主要依赖于飞秒长脉冲的传输[9]，因为这些脉冲的功率主要包含在内部*通讯作者。电子邮件地址：pankaj_singh86@ynu.ac.kr（P. Singh），syjung@yu.ac.kr（S.-Y. Jung）。同行审议由韩国通信研究所负责教育与信息科学（KICS）。https://doi.org/10.1016/j.icte.2022.07.011太赫兹波段[9]中的开创性工作提出了用于纳米通信并且在现实能量限制下的时间扩展开关键控（TS-OOK）调制和二进制调制方法（即，OOK），确认单用户可达到的信息速率在1Tbps的量级是可能的。在我们以前的研究中[10]，我们提出了跳时脉冲位置调制（TH-PPM）作为另一种用于纳米通信的调制方案，并表明基于PPM调制的阶数，Tbps比特率对于单用户场景是可能的。例如，在调制阶数为M2的情况下，容量是恒定的并且等于1比特/符号，这是可以由log2（M）近似的用户容量，或者2元PPM的无噪声容量[10]。在这封信中，我们提出了多电平PPM，一种新的调制技术的电磁纳米通信。与传统方案相比，这种调制方案将使纳米网络的数据速率提高数倍。本文的主要贡献如下：首先，我们在第二节中提出了我们所提出的方案的系统模型，该方案通过将信号乘以短长度的正交码来传输信号这项工作背后的主要动机是增加传统nanocommunication系统的链路容量由于与正交码相乘，在纳米接收器处实现了扩展增益，这提高了纳米通信系统的链路容量。之后，在第3节中给出了太赫兹信道模型，该模型考虑了10%的水蒸气浓度以及2405-9595/© 2022作者。 由Elsevier B.V.代表韩国通信和信息科学研究所出版。这是一CC BY-NC-ND许可下的开放获取文章（http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0/）。P. Singh和S.- Y. 荣格ICT Express 8（2022）633634+[客户端][客户端]∑P=[]−pFig. 1. 纳米发射机框图与建议的多级PPM方案。介质中的其他标准气体。然后，在第4节中介绍了纳米接收器的设计，并在第5节中评估了该方案。我们已经评估了该计划使用一个简单的能量检测nanoreceptor最大似然（MLE）和最大后验概率（MAP）的决策规则。通过严格的模拟，我们表明，所提出的方案的链路容量大大大于先前提出的方案，包括TS-OOK [9]和M元PPM [10]。最后，在第6节中对本文进行了总结。2. 建议的多级PPM方案2.1. 纳米发射器如图1，多电平PPM结合脉冲位置调制使用几个正交码（OC）。假设纳米发射器有数据比特要传输，则使用ML-PPM同时传输比特。首先，发送比特乘以相应的正交码并随后相加，从而产生多电平信号。此外，ML信号的每个电平被映射到脉冲位置。这将导致数据速率的增加以及接收中的处理增益由仅在时移中传送信息的纳米器件传输的ML-PPM信号由下式给出：图二. 传输信号结构。符号持续时间由Np个帧组成，其中每个帧由宽度δ的L1个码片组成。每个帧仅由基于所生成的多级值的一个脉冲组成。结果，发送信号中的总共L个比特占用了具有持续时间Tf的总共Np个帧，其中Tf=（L+1）δ。0。7 THz和2. 5太赫兹。此外，脉冲的能量被限制在阿焦耳（10- 18 J）的数量级[9]。假设纳米发射器具有L个比特要传输，即，从b1到bL.首先，如图1所示，这些L个比特乘以它们对应的长度为Np的L个正交码。这将在传输信号中产生多个电平，因此称为多电平信号。在数学上，多级信号dm（n）如下生成：dm= d m（0），. . .，d m（N p− 1）T=Sbm，（3）哪里bm=[b1（m），. . . ，b L（m）] T，S=[s1，. . . ，sL]，（4）sl= s l（0），. . . ，s l（N p− 1）T，分别是发送比特向量、正交码矩阵和第L正交码。传输的比特是随机的s（t）=∑Np−1p（t−mTs−nTf−Pdm（n）δ）、（1）二进制信号多电平信号dm（n）具有L+1个电平，其值为{-L，-L +2，. . . ，L − 2，L}. 图 3显示m=0n= 0其中p（t）表示具有持续时间Tp和能量Ep的高斯脉冲的一阶导数。帧索引由n表示，而帧持续时间由Tf表示。dm（n）参数使用dm（n）控制脉冲位置调制，δ是调制时移参数。参数Ts是由Ts<$Np Tf给出的符号持续时间，ML中多级值的概率分布信号了可以观察到，以小概率获得较高水平，而以大概率获得较低水平。换句话说，随着多级的数量增加，脉冲占据帧的中心部分的概率增加。脉冲位置调制参数Pdm（n）可以从dm（n）导出为：其中，Np是每个符号的帧的数量（参见 图 2）。用于传送信息的基本THz脉冲本质上是高斯的，并且由下式给出：Pdm（n）dm（n）+L.（五）2p（t）α2πσpexp（t−µp）22σ（二）3. 太赫兹信道太赫兹波段是许多电子设备的共振频带∞=P. Singh和S.- Y. 荣格ICT Express 8（2022）633635n=p2，其中α是用于调整脉冲总能量σp的因子是标准差，µp是脉冲的平均值。脉冲能量可以表示为E∞[p（t）]2dt.在频域，功率p∞谱密度的峰值以1为中心。6 THz，3 dB带宽，包 括 水蒸 气 分 子 。 因此 ， 由 于 分子 吸 收 衰 减， 电 磁（EM）通信在该频带中受到严重影响。也就是说，当波的频率接近介质中振动分子的共振频率时，振动分子P. Singh和S.- Y. 荣格ICT Express 8（2022）633636=-··[]=+4πd= −·图三. L的ML-PPM信号的二项分布 3、p4.作为 发送比特是随机二进制分布的，所生成的ML-PPM信号将遵循二项分布。吸收EM能量并将其转化为动能，导致分子吸收损失。尽管下面呈现的THz信道模型考虑了来自氧气、二氧化碳、甲烷、二氧化氮、臭氧、一氧化二氮和一氧化碳的分子吸收的贡献，但是在标准介质条件下，水蒸气分子主导吸收。在[8]中开发的THz传播模型即使对于非常小的距离也显示出极高的扩展损耗和分子吸收损耗。此外，在无线纳米传感器网络[3]中，由于介质的化学成分随时间而变化，它会在不同时间引起不同频率区域的吸收。由于分子吸收效应的出现，在路径损耗模型中产生了几个衰减峰。考虑到辐射传输理论[9]，可以通过以下逆傅里叶变换给出h（t， d）=F−1{H（f， d）}，（6）其中，H（·）是信道频率响应g，H（f， d）=Hspr（f， d）Habs（f， d），（7）其中，Hspr（）和Habs（）分别表示扩展损耗和分子吸收损耗，f是频率，d是传输距离。它们可以进一步定义为见图4。太赫兹通道与10%的水蒸气浓度的距离为0。尽管标准介质由各种气体组成，但水蒸气主导分子吸收。响应对应于0处的预期延迟。距离纳米机器源5毫米发射信号受脉冲响应幅度的影响。如果我们非常仔细地观察，我们可以观察到脉冲响应中的微小波动，这是由于分子吸收损耗导致的THz信道的频率选择性行为。4. 纳米接收器设计在纳米接收器处的接收信号r（t）可以被建模为作为r（t）=s（t）<$h（t）+n（t），t∈T，（10）其中，Tτ， Np Tfτ，h（t）是THz信道脉冲响应，并且n（t）包括前L个接收到的对称信号中的噪声。参数τ对应于接收符号的延迟。根据纳米级的复杂性约束定制我们的方案，在纳米接收器上实现硬判决解码。此外，截至目前，我们假设纳米接收器是完全同步的，Hspr（f， d）=1和e−j2πf d/ c（8）用纳米传输器然而，由于纳米通信中使用的超窄脉冲对极其精确的同步提出了严格的要求，因此该假设被放宽H绝对值（f， d）=e-k（f）d/2，（9）在第5.1节中，研究同步误差对方案的影响其中c是介质中的光速，并且k（. ）是介质吸收系数，它决定了通道中的分子吸收衰减[8]。我们可以看到，与其他波段不同，太赫兹波段信道本质上是高度距离相关和频率选择性的。水蒸气浓度为接收信号的解调在纳米接收器处利用非相干能量检测方法完成[10]。在接收的信号通过每个帧的连续时间移动平均（CTMA）积分器之后，接着通过后续采样器，判决变量被获得为10%，传输距离为0。5 mm显示yΔnTf+（l+1）δ+τr2（t）dtl0 1L（十一）图四、 图图4（a），THz信道频率响应是显示，这表明不同的频率将n，l=nTf+lδ+τ，=，，。. .、、、由于信道的频率相关性质而不同地衰减。 图4（b），信道脉冲的峰值P. Singh和S.- Y. 荣格ICT Express 8（2022）633637其中n0，. . .，Np1，r2（）是接收信号的平方。P. Singh和S.- Y. 荣格ICT Express 8（2022）633638L===+==，TsNp（L+1）δ表1模拟参数。参数值脉冲持续时间（Tp）2 ps积分器数量（Nint）12Preamble duration（Tb）48 ps Pulsestandard deviation（σp）100 fs归一化常数（α）8.5e−29然后，可以使用最大似然（MLE）判决规则来检测多电平信号中的发射脉冲的位置，如Pd（n）=ar gmaxyn，l（12）d（n）=2·Pd（n）−L。（十三）最后，在检测到发射脉冲的位置之后，相应的比特被解调如下：图五. 不同纳米通信距离[L=3和NP=4]的BER性能。纳米通信距离（可以利用整个10 THz长的带宽）从10 µm扩展到10 mm [8]。因此，在目前的工作中，我们考虑了纳米-z=STdbn=sgn{z}=[bn1，. . . ，b/L]其中d=[d（0），. . . ，d（Np5. 数值结果-1）]T.（十四）距离为0。5 mm、1 mm、2. 5 mm和5 mm，考虑到现实的纳米网络场景。如图所示，BER曲线随着距离的增加而退化。 可以观察到，即使对于非常小的距离，由于大的扩展损耗和分子吸收，THz频带也是高度依赖于距离的。图6展示了太赫兹纳米通信的链路容量。我们可以观察到，数据速率随着在本节中，我们给出了所提出的数值结果。方案的误码率（BER）和链路容量。通过让Tpδ，T f（L）1）δ和TsN p T f，所提出的方案的链路容量CL被计算为：CL=（1−Pb）·CL，max，（ 15）传输距离减小。换句话说，纳米器件越接近，数据速率就越高。考虑到L3和长度-4OC，大于1。8 Tbps可以实现，距离为0。5毫米。图图7示出了对于不同数目的传输比特（L）和固定码其中Pb是误码率，CL，max是最大的链接长度Np8. 如图所示，图与随着L的增加，差异很小。 这种差异可能容量由C Lmax= L =L.（十六）对于模拟，我们产生了高斯脉冲的一阶导数，总持续时间为2 ps，中心频率为1。6THz，考虑一百飞秒的偏差。这是因为在THz波段的较低部分工作将放松能量要求。发射脉冲的能量取决于比特能量Eb，其保持在1 aJ。例如，如果所有的比特能量都被分配，对于一个脉冲，纳米机器可以发射一个能量为Eb的脉冲。对于正交码，Walsh-Hadamard码已经被用于产生多电平信号。实现了10%水汽浓度的THz信道，适用于不同的通信距离。对于其他大气气体，使用其在干燥大气中的平均浓度[8]。此外，在实验中考虑每帧一个脉冲Monte-Carlo运行次数固定为104。其余模拟参数见表1。图5示出了对于各种纳米通信距离，BER作为Eb/N0的函数，即，当传输用长度为4的扩频码编码的的较大部分不P. Singh和S.- Y. 荣格ICT Express 8（2022）633639====×=×=解释如下。注意，要发送的比特的数量影响要用于发送的正交码的数量。例如，对于L7，多电平值的数目是8，并且要使用的正交码的数目是7。由于我们使用正交码，这将导致接收中的处理增益。使用更多数量的代码导致更高的处理增益。因此，我们观察到稍好的BER值为L7在高Eb/ N0区域。另一个原因是当L3，我们分配3电子束能量八个脉冲同样，当L七，七EB能量是分布在八个脉冲上。也就是说，所接收的脉冲具有相对更多的能量，从而导致更好的解码。因此，随着L增加，观察到稍微更好的BER性能。图图8示出了我们的方案与其他纳米通信调制方案（诸如TS-OOK [9]和M进制PPM）的比较，其中M是PPM调制阶数[10]并且Llog2（M）。在TS-OOK的情况下，符号之间的持续时间被选择为基本上长于脉冲之间的时间，即，β1000。此外，为了公平比较，在两种方案中，长度为8和硬判决解码（即，采用相同的处理增益和检测规则）。如图所示，当发送一个比特时，ML-PPM和M进制的数据速率相同。P. Singh和S.- Y. 荣格ICT Express 8（2022）633640===×=×==-见图6。 不同纳米通信距离的链路容量[L=3，Np= 4]。图第七章 不同L[Np=8和d=1 mm]的BER性能见图9。 码长NP对d 0时的误码率性能的影响。5毫米 L=3。性能降低。这是由于当Np为4时，3Eb能量分散在四个脉冲上，而在Np八，三EB能量分布在八个脉冲因此，对于Np8，接收到的脉冲几乎只有纳米接收器难以解码的一半能量。请注意，在纳米接收器上执行的硬判决解码甚至会降低BER。参见图9，人们可能会认为在太赫兹纳米通信中使用较长的代码是没有好处的，并且将整个比特能量Eb分配给仅一个脉冲是更好的操作。（例如在M元PPM和TS-OOK中）。如果仅从通信角度来看系统，这似乎是一个不错的选择。然而，我们必须考虑在纳米尺度的情况下的独特限制。请注意，纳米机器的总瞬时功率在纳米尺度上是极其有限的。因此，分配一整比特能量仅一个脉冲不是合适的选择。即使我们牺牲了一些错误性能，通过使用代码，我们可以使用相同的比特能量同时发送多个比特，提高网络吞吐量。另一方面，为了每个符号传输更多的比特，我们必须增加码长。因此，重要的是根据应用场景仔细选择代码长度。在目前的情况下，考虑到纳米级的硬件和能源需求，我们选择了最小值图 8. 性能 比较 与 其他 方案 考虑 D=0。5 mm，NP=8。TS-OOK的β值取为1000 [9]。然而，当发送比特数增加时，ML-PPM的链路容量超过PPM的链路容量。另一方面，当M增加时，M元PPM的链路容量减小。请注意，这是所提出的方案的主要优点。对于PPM，随着传输比特数的增加，链路容量下降。相反，在ML-PPM中，链路容量显著上升。对于TS-OOK，数据速率相对较低。此外，在传统方案的情况下，在纳米接收器处没有实现扩展增益。图9描绘了考虑固定数量的传输比特的码长NP对传输场景也就是说， L=3。我们可以观察到，随着代码越来越长，可能的值来呈现我们的方案。5.1. 最优接收机在上述所有仿真中，我们使用MLE判决规则来检测发射脉冲的位置。然而，使用MLE接收机进行解码在某些实施例中可能不是最佳的。给定的设置作为传输脉冲位置的先验概率是不均匀的（见图1）。3）。 因此，研究最佳接收机的性能是有趣的，即，MAP接收器令p | P（d（n）l）表示多级信号对于位置l具有的先验概率，其中l 0，. . .，L.假设正交码的概率是二进制的，则Pl遵循二项分布：(1)）M2p1=P（ d（n）=1）=LC1.（十七）P. Singh和S.- Y. 荣格ICT Express 8（2022）633641NintNint=n{12=−−= − == −见图10。 MAP和MLE接收机的BER性能比较[d=0。5mm，L=3，且NP=4]。图十一岁 根据d = 0时的定时抖动误差的BER性能。5毫米，L=3，NP=4。前面提到的，在纳米接收器处，信号通过每个帧的CTMA积分，然后通过范围[tsync−2TbTsync+2Tb]，其中tsync是实际的如（11）中给出的那样获得采样器和判决变量。现在，遵循贝叶斯P=argmax（E py+lnp），（ 18）σTb是前导码信号的长度，而Nint是接收机中积分器的数目。同步参数如表1所示。为了消除完美同步的假设，我们利用噪声产生了上述范围内的同步误差，包括均匀定时。d（n）L2n， l ln抖动。定时抖动导致积分的偏差在接收到的信号中从其理想定时位置开始的时间间隔。d（n）=2·Pd（n）−L，（ 19）其中σ2是n（t）的方差。然后，按照（14）进行多级信号的解扩。图图10示出了两个接收器的比较。不用说，MAP将比MLE接收器执行得更好，因为它考虑了先验概率。然而，在纳米水平上，注意，在当前的工作中，我们已经考虑了T pδ同步误差范围取决于积分器的个数（N int）。积分器的数量越多，同步误差越低。在数学上，我们将定时抖动建模为独立且同分布的均匀随机变量序列，其密度函数为信号处理，主要关注的问题之一是简单性1，

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